多入多出(MIMO，Multi-Input Multi-Output)多天線(xiàn)技術(shù)是高速無(wú)線(xiàn)通信的發(fā)展趨勢(shì)，隨著商用設(shè)備的出現(xiàn)，針對(duì)多天線(xiàn)技術(shù)的測(cè)試方法——MIMO OTA 受到了廣泛的關(guān)注。目前大部分人對(duì)MIMO OTA 的理解停留在觀(guān)望階段，由于信道模型的引入，技術(shù)的復(fù)雜性使得各種測(cè)試方案眾說(shuō)紛紜。本文將從信道模型開(kāi)始闡述MIMO OTA 的基本概念，分類(lèi)介紹四種主要的測(cè)試方案，通過(guò)我們對(duì)信道模型的驗(yàn)證結(jié)果，從電波傳播的角度證明了多探頭測(cè)試方案的完備性和可行性，最后還描述了多探頭方案的一種折中——單簇法的具體實(shí)現(xiàn)，同時(shí)指出現(xiàn)在在多探頭實(shí)施過(guò)程中各部件的屬性及其設(shè)置對(duì)系統(tǒng)不確定度的影響，建議必須借助信道模型驗(yàn)證和測(cè)試區(qū)域功率驗(yàn)證等方式，以確保整個(gè)系統(tǒng)的有效性。

0、引言

近年來(lái)，在高清電視的多屏合一，客廳娛樂(lè)中心等應(yīng)用場(chǎng)景中，iPad、智能電視、OTT 機(jī)頂盒等越來(lái)越多地被消費(fèi)者接受，雖然其業(yè)務(wù)形式還在不斷發(fā)生變革和發(fā)展，而用戶(hù)的最終接入方式無(wú)一例外均偏向于使用無(wú)線(xiàn)技術(shù)，一般目前比較常見(jiàn)的無(wú)線(xiàn)家庭接入技術(shù)采用的是WiFi，即IEEE802.11n，如歌華飛視、小米盒子、樂(lè)視電視等。最新的Apple MacBook Air 則采用了更先進(jìn)的IEEE 802.11ac 使之吞吐量達(dá)到1Gbps 以上，接入點(diǎn)Airport Time Capsule 更使用了波束賦形技術(shù)，以Apple 這兩個(gè)本年度力作為代表的下一代無(wú)線(xiàn)通訊方案均指向了多入多出多天線(xiàn)技術(shù)[1]。在下一代移動(dòng)通信技術(shù)LTE 中，已經(jīng)明確了多天線(xiàn)MIMO 技術(shù)作為其必選項(xiàng)，無(wú)獨(dú)有偶的是，在廣播電視無(wú)線(xiàn)覆蓋中，由于高清、4K等高質(zhì)量視頻格式所要求的高的傳輸速率，在下一代地面數(shù)字電視廣播標(biāo)準(zhǔn)中，也將MIMO 列為重要的技術(shù)方案。

MIMO 通過(guò)空時(shí)編碼等技術(shù)，利用傳播信道中非相關(guān)性，可以在不額外消耗頻譜與時(shí)域資源的同時(shí)，成倍地提高通信系統(tǒng)的信道容量，即吞吐量。在傳統(tǒng)的單天線(xiàn)通信系統(tǒng)中，尤其在移動(dòng)通信系統(tǒng)中，信道中的多徑被看做影響通信質(zhì)量而需要用特別的技術(shù)進(jìn)行處理，但在MIMO 系統(tǒng)中，這些具有非相關(guān)性的子徑則可以在數(shù)學(xué)算法的幫助下，得以提高整個(gè)系統(tǒng)的性能，換句話(huà)說(shuō)，MIMO 技術(shù)利用了傳播環(huán)境中的空域、時(shí)域、頻域等維度，將高速無(wú)線(xiàn)通信推向了一個(gè)新的級(jí)別。由于MIMO 終端其算法依賴(lài)于信道環(huán)境，也即智能地根據(jù)信道環(huán)境優(yōu)化通信系統(tǒng)的性能，這使得信道模型成為其理論研究與實(shí)現(xiàn)的重要參考依據(jù)。

隨之而來(lái)，對(duì)于最終的MIMO 終端性能測(cè)試與評(píng)估，無(wú)論是研發(fā)階段，還是認(rèn)證階段，都強(qiáng)烈地依賴(lài)信道模型。傳統(tǒng)無(wú)線(xiàn)終端一般利用空口測(cè)試(OTA，Over-The-Air)進(jìn)行最終性能評(píng)估，OTA 是利用電波暗室建立一個(gè)無(wú)反射的自由空間，以便評(píng)估該無(wú)線(xiàn)終端的射頻及天線(xiàn)的整體性能;然而，正如前文所述，為了評(píng)估多天線(xiàn)終端而提出的所謂MIMOOTA 技術(shù)，則必須將信道模型在實(shí)驗(yàn)室中進(jìn)行真實(shí)的復(fù)現(xiàn)，使MIMO 終端測(cè)試變得真正的可重復(fù)、可控制，由于這項(xiàng)技術(shù)的實(shí)現(xiàn)涉及到電波傳播、信道建模、數(shù)字信號(hào)處理、優(yōu)化算法、電磁場(chǎng)與微波等理論，這大大加深了其復(fù)雜性和專(zhuān)業(yè)性。

廣播電視規(guī)劃院從2011 年開(kāi)始介入多天線(xiàn)測(cè)試方法的研究，在HWATECH公司的協(xié)助下，于2012 年至2013 年利用搭建的單簇法環(huán)境參加了國(guó)際比對(duì)測(cè)試，由于這個(gè)測(cè)試系統(tǒng)從軟件到硬件的思路和理論都是由我們自己提出并組織實(shí)施的[39][40]，因此對(duì)于多天線(xiàn)測(cè)試方法原理與實(shí)踐的探索，廣播電視規(guī)劃院已深入到了底層。目前，我們所提出的一些驗(yàn)證方法和測(cè)試用例已被國(guó)際標(biāo)準(zhǔn)組織部分地采納到其測(cè)試方案當(dāng)中[41][42][14]，結(jié)合我們兩年多對(duì)多天線(xiàn)終端測(cè)試方法的實(shí)際經(jīng)驗(yàn)及參與國(guó)際標(biāo)準(zhǔn)化進(jìn)程的理解，本文將詳細(xì)介紹MIMO OTA 相關(guān)的技術(shù)背景、測(cè)試方法和驗(yàn)證方法，以及廣播電視規(guī)劃院在此領(lǐng)域的研究進(jìn)展等內(nèi)容。

1、信道模型

1.1、信道建模

如前文所述，MIMO 終端的性能，最終被歸結(jié)為基帶算法與射頻天線(xiàn)作為一個(gè)整體，在終端經(jīng)歷不同信道時(shí)，對(duì)時(shí)延、多普勒頻移、空間相關(guān)性、極化信息的處理能力。這決定了MIMO OTA 的一個(gè)核心內(nèi)容是對(duì)現(xiàn)實(shí)信道的重建工作。

信道建模是一個(gè)由來(lái)已久的科研領(lǐng)域，出于不同的目的，人們建立了各種各樣的信道模型。圖1 引用了[2] 中對(duì)信道模型的歸類(lèi)，比較全面地概括了信道模型的種類(lèi)。在MIMO OTA 當(dāng)中我們一般需要使用基于幾何的隨機(jī)信道模型(GSCM，Geometry based Stochastic Channel Model)， 在大量的實(shí)際信道測(cè)量工作的基礎(chǔ)上而建立的基于幾何的信道模型，如SCM(E)[3][4], WINNER [5]，及IMT-Advanced [6]，經(jīng)過(guò)試驗(yàn)和理論的驗(yàn)證，得到了廣泛的認(rèn)可和使用。

 

 

圖1、信道模型的分類(lèi)

GSCM 類(lèi)信道模型的重要特點(diǎn)是可以將天線(xiàn)與傳播環(huán)境分離[8]，與此相反基于相關(guān)性矩陣的信道模型則無(wú)法將信道與天線(xiàn)特性分離，所以原則上無(wú)法用于重建測(cè)試終端性能的信道模型——但TGn 模型[7]雖然基于相關(guān)性矩陣，其中含有幾何信息的描述，這使得在MIMO OTA 中復(fù)現(xiàn)TGn 變?yōu)榭赡堋Q句話(huà)說(shuō)，在MIMO OTA 多探頭方法當(dāng)中，信道的重建是基于各來(lái)波特性進(jìn)行合成，這些來(lái)波可以具有各自的時(shí)延、多普勒頻移，到達(dá)角(AoA)、離開(kāi)角(AoD)等，合成后將在終端天線(xiàn)單元陣列上體現(xiàn)出信道的空域相關(guān)性，及與信道幾何特性相關(guān)的多普勒譜——芯片對(duì)這些信道特性的辨析與優(yōu)化，最終將影響到終端性能。[3][4][5][6] 均屬于此類(lèi)信道模型。

1.2、SCM 與SCME 模型

提到現(xiàn)代MIMO 信道建模，尤其是GSCM 信道模型，我們不得不提到3GPP SCM(Spatial Channel Model)模型[3]及歐洲WINNER(Wireless World INitiative NEw Radio)項(xiàng)目[5]。在2003 年3GPP TR25.996 描述的SCM 模型當(dāng)中，傳統(tǒng)的TDL(Tap Delay Line)模型被進(jìn)一步解析為以簇來(lái)描述的CDL(Cluster Delay Line)模型。SCM 中定義了6 束來(lái)波，每一束被稱(chēng)為一個(gè)簇(Cluster)，每一簇來(lái)波由20 個(gè)子徑(sub-path)構(gòu)成，每個(gè)簇除了定義了各自的AoD 和AoA 以外，還根據(jù)實(shí)際信道測(cè)試的結(jié)論，定義了水平面上的能量分布，如拉普拉斯分布，即角度功率譜(PAS，Power Azimuth Spectral)，其方差被定義為角度擴(kuò)展(AS，Angular Spread);同時(shí)，每一簇模型具有各自的AoA，AoD，時(shí)延，多普勒譜等特性。SCM 比較好地貼近了實(shí)測(cè)數(shù)據(jù)，并且能夠從時(shí)域、頻域、空間域及極化域反映MIMO 信道的特點(diǎn)，圖2 中對(duì)SCM 模型的參數(shù)進(jìn)行了簡(jiǎn)介[3]。

 

 

圖2、3GPP TR 25.996 中信道模型及其參數(shù)

在3GPP TR 25.996 中的參數(shù)說(shuō)明:

ΩBS：基站天線(xiàn)陣列的方向, 以地理北為參考方向，定義為其天線(xiàn)陣列的法線(xiàn)與北向的夾角。

θBS：基站與移動(dòng)臺(tái)之間的直射徑(LOS，Line Of Sight)出發(fā)角(AoD，Angular of Departure)，定義為直射徑到基站天線(xiàn)陣列法線(xiàn)的夾角。

δn,AoD：第n(n = 1 …N) 徑出發(fā)角AoD ，定義為與其與LOS AoD 的夾角。

Δn,m,AoD：第n 徑的第m(m = 1 …M) 條子徑相對(duì)δn,AoD的偏移量。

θn,m,AoD：第n 徑的第m 條子徑的絕對(duì)AoD，定義為其與基站天線(xiàn)陣列法線(xiàn)夾角。

ΩMS：移動(dòng)臺(tái)天線(xiàn)陣列的方向, 以地理北為參考方向，定義為其天線(xiàn)陣列的法線(xiàn)與北向的夾角。

θMS：基站與移動(dòng)臺(tái)LOS 與移動(dòng)臺(tái)天線(xiàn)陣列法線(xiàn)方向的夾角。

δn,AoA：第n(n = 1 …N) 徑到達(dá)角AoA (Angular ofArrival)，定義為與其與LOS AoA 的夾角 。

Δn,m,AoA：第n 徑的第m(m = 1 …M) 條子徑相對(duì)δn,AoA的偏移量。

θn,m,AoA：第n 徑的第m 條子徑的絕對(duì)AoA，定義為其與移動(dòng)臺(tái)天線(xiàn)陣列法線(xiàn)夾角。

v ：移動(dòng)臺(tái)的移動(dòng)速度矢量。

θν ：速度矢量角，定義為移動(dòng)臺(tái)運(yùn)動(dòng)方向與天線(xiàn)陣列法線(xiàn)方向的夾角：θν=arg(v)。

隨著通信技術(shù)的不斷發(fā)展，帶寬的增大提升了系統(tǒng)對(duì)信道時(shí)延的解析度，從而引起頻域相關(guān)性的變化，原3GPP SCM模型中針對(duì)5MHz 帶寬的CDMA 系統(tǒng)在2GHz 工作頻率建立的信道模型顯得有所不足，也就是說(shuō)，對(duì)于帶寬的提升，需要進(jìn)行一些改進(jìn)使得在信道模型中能夠體現(xiàn)出帶寬變化對(duì)信道相關(guān)性的影響。2005 年，由來(lái)自瑞士、德國(guó)、芬蘭的信道研究者在[9] 中提出了向前兼容SCM 模型的擴(kuò)展模型SCME，比較好地適應(yīng)了新技術(shù)帶來(lái)的對(duì)信道模型的要求。一般來(lái)說(shuō)，系統(tǒng)的帶寬越寬，可以看做其可辨識(shí)的時(shí)延徑數(shù)越多，即信道模型中默認(rèn)同一徑所經(jīng)歷的是平衰落(Flat Fading)，因此，對(duì)于SCM 模型定義的5MHz帶寬下的6 徑模型，SCME 模型通過(guò)將每一徑擴(kuò)展為三個(gè)徑(Mid-Path)，使得更寬帶寬系統(tǒng)的信道模型能夠體現(xiàn)出頻率選擇性衰落，或者說(shuō)，增大了每根徑的時(shí)延擴(kuò)展。SCM、SCME 及WINNER 信道模型之間的比較，可以參考文獻(xiàn)[10]。

參考圖2 的參數(shù)定義，SCM 模型信道沖擊響應(yīng)(CIR，Channel Impulse Response)在數(shù)學(xué)上可以如下推導(dǎo)，類(lèi)似MIT老教授R.G. Gallager 在參考文獻(xiàn)[11] 及David Tse 在參考文獻(xiàn)[12] 中的闡述，一般來(lái)說(shuō)，一個(gè)線(xiàn)性時(shí)變系統(tǒng)MIMO 信道的傳輸矩陣(沖擊響應(yīng))可以描述為l 條徑的沖擊響應(yīng)之和，即：

(1)

 

 

它是由收發(fā)天線(xiàn)陣列的響應(yīng)矩陣Frx(RX)，F(xiàn)tx(TX) 及沖擊響應(yīng)矩陣hl 組成：

(2)

 

 

考慮到雙極化，第l 徑的信道沖擊響應(yīng)是一個(gè)2 ×2 的極化矩陣：

(3)

 

 

當(dāng)我們使用到CDL 模型時(shí)，(3)式中的第l 徑會(huì)以第n 簇中第m 條子徑替代[8]，進(jìn)一步地，將第n 簇第m 條子徑的發(fā)射天線(xiàn)單元s 到接收天線(xiàn)單元u 之間的信道建模表述為(4)式：

(4)

 

 

1963 年Bello 在[20] 中， 針對(duì)廣義平穩(wěn)非相關(guān)環(huán)境(WSSUS)前提下的時(shí)變沖擊響應(yīng)及傳輸函數(shù)、信道相關(guān)性函數(shù)之間的轉(zhuǎn)換關(guān)系進(jìn)行了研究，成為信道測(cè)量與驗(yàn)證的理論基礎(chǔ)。

1.3、MIMO 信道參數(shù)

在本節(jié)中我們基于幾何的隨機(jī)信道模型的概念，介紹用于描述MIMO 信道特點(diǎn)的主要參數(shù)，它們是時(shí)延特性(PDP，Power Delay Profile)，多普勒譜，空間相關(guān)性(Spatial Correlation)，及信道的交叉極化比(XPR，Cross-Polarization Ratio)。由于這四個(gè)參數(shù)刻畫(huà)了MIMO 系統(tǒng)在信道的頻域、時(shí)域、空域及極化域的重要特性，被認(rèn)為代表或涵蓋了MIMO信道的主要特征，因此它們也被CTIA 及3GPP 采納作為MIMO OTA 系統(tǒng)驗(yàn)證的四個(gè)主要參數(shù)[13][14][15]。

1.3.1、時(shí)延特性(PDP，Power Delay Profile)

對(duì)于一個(gè)線(xiàn)性時(shí)變的信道來(lái)說(shuō)，信道的沖擊響應(yīng)雖然可以由其自相關(guān)函數(shù)來(lái)描述，但出于簡(jiǎn)化的目的，在大量的MIMO 信道測(cè)量過(guò)程中，常以時(shí)延功率譜來(lái)描述信號(hào)不同時(shí)延的能量分布，圖3 是一個(gè)標(biāo)準(zhǔn)的SCM 城市宏小區(qū)(UMa, Urban Macro)信道模型的PDP譜。

 

 

圖3、3GPP SCM UMa 時(shí)延特性

PDP 體現(xiàn)了信號(hào)經(jīng)過(guò)不同傳播路徑后到達(dá)接收機(jī)端時(shí)，接收機(jī)能辨析出的不同時(shí)延情況，同時(shí)其時(shí)延擴(kuò)展反映了信道的頻率選擇性衰落帶寬，或者說(shuō)決定了信道的相關(guān)性帶寬。

1.3.2、多普勒譜

多普勒頻移反映了因接收機(jī)相對(duì)于來(lái)波的移動(dòng)方向與速度對(duì)所接收信號(hào)在時(shí)域衰落過(guò)程中受到的影響。1968 年R.H.Clarke 在參考文獻(xiàn)[16] 對(duì)此有詳細(xì)的闡述。所謂經(jīng)典多普勒譜，即指Clarke 模型的“U”型譜。而在MIMO 信道模型中，由于每一徑是由多根子徑(Sub-Path)構(gòu)成，每根子徑都會(huì)對(duì)接收機(jī)信號(hào)的多普勒譜有所貢獻(xiàn)，最終信道的多普勒譜將與各徑到達(dá)角及其角度擴(kuò)展有關(guān)。

信道模型中的多普勒譜實(shí)際上還反映了信道衰落的快慢，即快衰落或慢衰落，描述了信道的在時(shí)域的演進(jìn)特性，同時(shí)決定了信道的相關(guān)性時(shí)間。

1.3.3 空間相關(guān)性

空間相關(guān)性集中體現(xiàn)了接收端天線(xiàn)單元之間的相關(guān)性，這種空域相關(guān)性在CDL 中描述的更為具體。在大多數(shù)基于簇的CDL 信道模型當(dāng)中，每根徑實(shí)際上已被簇替代，每一簇都具有獨(dú)立統(tǒng)一的到達(dá)角(AoA)，而每一簇中各子徑具有細(xì)微不同的到達(dá)角偏移，如前文所述，子徑在統(tǒng)計(jì)上的不同到達(dá)角的概率分布效應(yīng)由信道模型中的角度功率譜PAS 來(lái)體現(xiàn)，依據(jù)實(shí)際測(cè)試的結(jié)果，PAS 的形狀一般是靠近該簇AoA 時(shí)的能量(或說(shuō)概率)大，遠(yuǎn)離AoA 時(shí)則小，SCM 模型中一種廣為使用的分布模型是拉普拉斯分布，意味著各子徑到達(dá)角在統(tǒng)計(jì)上的能量分布是以AoA 為中心對(duì)稱(chēng)的雙邊指數(shù)衰落。

參考[17] 基于PAS 與子徑的到達(dá)角，Spirent 的Doug Reed 在參考文獻(xiàn)[18] 中給出了一個(gè)關(guān)于兩個(gè)虛擬接收天線(xiàn)單元之間空間相關(guān)性的數(shù)學(xué)表達(dá)式是：

(5)

 

 

而出于不同的描述目的，參考[19]，Anite 的Pekka 在參考文獻(xiàn)[8] 中也給出了空間相關(guān)性的數(shù)學(xué)表達(dá)式：

(6)

 

 

MIMO 多天線(xiàn)技術(shù)突出地利用空域非相關(guān)性以提高系統(tǒng)性能，因此，要評(píng)估MIMO 終端的性能，空間相關(guān)性的驗(yàn)證對(duì)于信道模型和MIMO OTA 來(lái)說(shuō)都顯得尤為重要。

1.3.4、信道交叉極化比

交叉極化比有很多種定義，比如有發(fā)射天線(xiàn)的XPR，也有接收天線(xiàn)的XPR，但目前在信道模型中使用的XPR 主要指的是純信道的參數(shù)，也即3GPP37.977 中描述的：

 

 

其中：

SVV 是因信道的散射或反射得到的V 極化功率與入射時(shí)V極化功率之間的系數(shù);

SVH 是因信道的散射或反射得到的V 極化功率與入射時(shí)H極化功率之間的系數(shù);

SHV 是因信道的散射或反射得到的H 極化功率與入射時(shí)V極化功率之間的系數(shù);

SHH 是因信道的散射或反射得到的H 極化功率與入射時(shí)H極化功率之間的系數(shù)。

XPR 與信道特性直接相關(guān)，同時(shí)也會(huì)受到信道模型中離開(kāi)角AoD 的影響而不同，一般來(lái)說(shuō)不會(huì)為1。在不同的信道模型下通常XPR 也不一樣，如SCM UMa 中XPR 為8.31dB，而SCM UMi 中XPR 則為0.83dB，在WINNERII 不同場(chǎng)景的XPR 都不一樣，反映了各種信道環(huán)境的特性。在終端的天線(xiàn)設(shè)計(jì)和基帶算法設(shè)計(jì)當(dāng)中，需要利用XPR 的不同做一些系統(tǒng)性能的優(yōu)化。

在終端的狹小空間下要設(shè)計(jì)出非相關(guān)性較好的天線(xiàn)單元對(duì)，利用極化比是主要手段之一，從這個(gè)意義上說(shuō)，用于MIMO OTA 的信道模型和測(cè)試方法應(yīng)能控制信道的XPR，否則對(duì)于評(píng)估終端的性能將缺失重要的考量依據(jù)。Tommi 在參考文獻(xiàn)[21] 中闡述了作為多探頭MIMO OTA 測(cè)試方案，如何在測(cè)試區(qū)域中產(chǎn)生信道模型中需要的XPR。

2、MIMO OTA測(cè)試方法簡(jiǎn)介

2.1、MIMO OTA 各測(cè)試方案簡(jiǎn)介

在3GPP 37.977[15] 當(dāng)中，有許多備選的MIMO OTA 測(cè)試方案，這些備選方案可以歸結(jié)為4 類(lèi)，分別由不同的公司主導(dǎo)或支持，本小節(jié)簡(jiǎn)要介紹37.977 中提到的這些方案的構(gòu)建方法，并引用了其中的部分圖例(在2013 年11 月3GPP 的一次會(huì)議當(dāng)中，由R&S 主導(dǎo)的分解法暫時(shí)未被列入37.977 正文)。

2.1.1、基于多探頭(Multi-Probes)的測(cè)試方案

這種測(cè)試方法利用暗室(AC，Anechoic Chamber)消除電波的無(wú)用反射，基站模擬器(BaseStation Emulator)的信號(hào)通過(guò)信道仿真器(CE，Channel Emulator，有時(shí)也被稱(chēng)為衰落模擬器Fading Emulator)經(jīng)歷預(yù)定義的信道模型后，通過(guò)若干對(duì)準(zhǔn)被測(cè)物(DUT，Device Under Test)中心的雙極化天線(xiàn)(即多探頭)，經(jīng)空間輻射傳播到DUT，使之經(jīng)歷所需要的信道衰落，觀(guān)察并記錄其吞吐量表現(xiàn)。其中一個(gè)典型的實(shí)現(xiàn)方式如圖4 所示。

 

 

圖4、暗室中基于多探頭的測(cè)試方案

目前，雖然有很多公司都生產(chǎn)、設(shè)計(jì)信道仿真器，但全球只有英國(guó)Anite 及美國(guó)Spirent 公司提供的信道仿真器可以支持本方法描述的MIMO OTA 測(cè)試，他們完成了信道模型的重建及暗室內(nèi)通過(guò)多探頭系統(tǒng)進(jìn)行的空間域信息的重構(gòu)，因此可以說(shuō)，在這個(gè)方法當(dāng)中，信道仿真器成為了整個(gè)測(cè)試系統(tǒng)的核心。而諸如法國(guó)SATIMO 及美國(guó)ETS-Lingen 公司則對(duì)整個(gè)測(cè)試系統(tǒng)提供了軟件支持及系統(tǒng)集成服務(wù)——他們依靠在傳統(tǒng)OTA 認(rèn)證測(cè)試中建立的技術(shù)及系統(tǒng)經(jīng)驗(yàn)，很早就預(yù)見(jiàn)并啟動(dòng)了MIMO OTA 的研發(fā)工作，但只有當(dāng)信道仿真器在技術(shù)上取得突破之后，整個(gè)系統(tǒng)構(gòu)建才變得清晰起來(lái);同時(shí)，在各國(guó)也有一些支持該方案的本地系統(tǒng)集成商，如日本Microwave Factory，韓國(guó)MTG，國(guó)內(nèi)HWA-TECH 等。系統(tǒng)集成商一般將完成暗室、多探頭天線(xiàn)、功率放大器、射頻線(xiàn)纜、射頻開(kāi)關(guān)及測(cè)控軟件的設(shè)計(jì)與實(shí)施，與信道仿真器協(xié)同工作，此外，系統(tǒng)集成商還應(yīng)當(dāng)提供系統(tǒng)校準(zhǔn)與最終系統(tǒng)的信道驗(yàn)證服務(wù)等。

多探頭方案需要在整個(gè)球面(3D，3 維信道模型)或水平面(2D，2 維信道模型)建立多個(gè)探頭以模擬各個(gè)方向(簇)的信號(hào)到達(dá)角及其角度擴(kuò)展;如果要實(shí)現(xiàn)3D 信道模型，需模擬垂直方向上的信號(hào)到達(dá)角及其角度擴(kuò)展，系統(tǒng)則更加復(fù)雜，同時(shí)每個(gè)雙極化探頭需要連接兩個(gè)獨(dú)立的信道仿真器物理通道，這意味著多探頭系統(tǒng)的成本將顯著高于其他方案，而實(shí)踐證明其校準(zhǔn)和測(cè)試復(fù)雜性也同樣高于其他方案。在帶來(lái)昂貴與復(fù)雜性的同時(shí)，多探頭的優(yōu)點(diǎn)也同樣顯而易見(jiàn)的，這種方法理論上能夠完全可控地再現(xiàn)信道模型，其信道驗(yàn)證結(jié)果也證明了數(shù)學(xué)模型的預(yù)測(cè)，這個(gè)測(cè)試方法未來(lái)將可能升級(jí)發(fā)展成為真正的虛擬路程(VDT，Virtual Drive Test)：將終端經(jīng)歷的外場(chǎng)環(huán)境在實(shí)驗(yàn)室里可控地再現(xiàn)，不僅僅是認(rèn)證測(cè)試的需要，同時(shí)是芯片、終端研發(fā)人員改善新技術(shù)、新算法的必由之路。

后文將主要討論基于多探頭的方法技術(shù)細(xì)節(jié)，并介紹廣播電視規(guī)劃院所開(kāi)展的研究工作。

2.1.2、基于兩步法(2-Stage)的測(cè)試方案

兩步法最早由美國(guó)安捷倫(Agilent)公司的中國(guó)實(shí)驗(yàn)室提出，并一直不斷堅(jiān)持并完善著他們最初的設(shè)計(jì)理念。所謂兩步法，意思是在第一步當(dāng)中通過(guò)某種方法，獲取到終端的天線(xiàn)方向圖，在第二步當(dāng)中將獲取得到的天線(xiàn)方向圖數(shù)據(jù)導(dǎo)入基帶信道仿真器當(dāng)中，然后對(duì)DUT 進(jìn)行傳導(dǎo)測(cè)試，以便考量其基帶芯片及天線(xiàn)的整體性能，其典型實(shí)現(xiàn)如圖5 所示。

 

 

圖5、基于兩步法的測(cè)試方案(美國(guó)安捷倫公司)

從理論上說(shuō)，兩步法與多探頭方法是類(lèi)似的，都是將DUT 置于模擬的幾何信道模型當(dāng)中，這些信道模型可以是來(lái)源于標(biāo)準(zhǔn)模型，也可以是自定義的，只不過(guò)多探頭方法是通過(guò)構(gòu)建物理暗室及多探頭，用信道仿真器在實(shí)際空間中重現(xiàn)信道模型，而兩步法則是將測(cè)得的天線(xiàn)方向圖放進(jìn)基帶信道模擬器當(dāng)中通過(guò)軟件仿真的方法對(duì)DUT 施加衰落影響。

目前，全球只有美國(guó)Agilent 公司在主推這種測(cè)試方法，圖4 暗室中基于多探頭的測(cè)試方案并得到了美國(guó)高通公司的支持——在兩步法中，通過(guò)芯片獲取天線(xiàn)的方向圖是至關(guān)重要的一步，因此該方法目前要求芯片必須提供這種測(cè)試模式。相比于多探頭的方法，兩步法的好處是不需要另外構(gòu)建多探頭系統(tǒng)，相對(duì)地降低了投資成本和測(cè)試時(shí)間成本。然而這種方法通常會(huì)受到的質(zhì)疑是：測(cè)量一個(gè)被測(cè)件的性能結(jié)論，其一部分測(cè)試數(shù)據(jù)依賴(lài)于被測(cè)件本身內(nèi)部芯片的報(bào)告，這意味著測(cè)試者必須額外對(duì)芯片進(jìn)行置信度評(píng)估;另一方面，對(duì)于未來(lái)類(lèi)似波束賦形(Beamforming)等通過(guò)實(shí)時(shí)改變天線(xiàn)方向圖而改善終端性能的新技術(shù)，兩步法目前暫時(shí)還無(wú)法支持。而現(xiàn)實(shí)的情況是，諸如Apple 公司2013 年新上市的無(wú)線(xiàn)網(wǎng)橋產(chǎn)品“Airport Time Capsule”，已經(jīng)聲明支持MIMO 中的波束賦形技術(shù)[1]。

2.1.3、基于混響室(RC, Reverberation Chamber) 的測(cè)試方案

混響室的概念與暗室正好相反，后者盡量避免信號(hào)在傳播到DUT 之前經(jīng)歷反射，而前者則通過(guò)各種方法使信號(hào)在混響室內(nèi)部盡量多地經(jīng)歷反射之后再傳達(dá)到終端，以便使DUT經(jīng)歷所謂的瑞利信道，目前至少有兩個(gè)公司在3GPP 37.977中聲稱(chēng)提供了自己的實(shí)現(xiàn)方案，見(jiàn)圖6 及圖7。

 

 

圖6、基于混響室的測(cè)試方案(瑞典Bluetest 公司)

 

 

圖7、基于混響室的測(cè)試方案(西班牙Emite 公司)

Bluetest 公司的奠基人是來(lái)自瑞典Chalmers 理工大學(xué)的Per-Simon Kildal 教授，他在天線(xiàn)設(shè)計(jì)的過(guò)程中，很早就開(kāi)始嘗試將混響室應(yīng)用于天線(xiàn)性能測(cè)量。他們?cè)缙趯C 測(cè)量方法于傳統(tǒng)單天線(xiàn)的設(shè)計(jì)，然后開(kāi)始應(yīng)用于MIMO 天線(xiàn)，并做了很多新的定義[22][23]，最近幾年當(dāng)中Per-Simon 與他的博士生陳小明逐漸提出并完善了在混響室中進(jìn)行有源多天線(xiàn)終端吞吐量測(cè)試的方法，即基于RC的MIMO OTA方案[24]~[27]。類(lèi)似的，西班牙Emite 公司的David Sanchez 領(lǐng)導(dǎo)的研究小組同樣在天線(xiàn)設(shè)計(jì)的過(guò)程中使用RC 的方案進(jìn)行MIMO 天線(xiàn)與終端的測(cè)試，并提出了他們的一些新的思路。在這幾年國(guó)內(nèi)的客戶(hù)試用過(guò)程中，Bluetest 公司通過(guò)商業(yè)運(yùn)營(yíng)在產(chǎn)品適用性建立了不錯(cuò)的口碑。

無(wú)論對(duì)于無(wú)源單天線(xiàn)還是無(wú)源多天線(xiàn)，單獨(dú)使用RC 進(jìn)行天線(xiàn)測(cè)試一般是基于RC 自身和參考天線(xiàn)的效率，對(duì)于真實(shí)終端的有源測(cè)試，可以認(rèn)為RC 營(yíng)造了一種瑞利信道的條件，瑞利信道是在單天線(xiàn)終端時(shí)代就已提出的概念，而我們從MIMO 信道模型可以看到，寬帶的MIMO 信道模型在時(shí)域、頻域、空間域乃至極化域都有了解析，由單獨(dú)RC 建立的內(nèi)部瑞利信道既無(wú)法反映不同徑的到達(dá)時(shí)延，也無(wú)法控制不同徑的多普勒色散，更無(wú)法控制各徑的到達(dá)角，只能給出最終信號(hào)幅度服從瑞利分布的一個(gè)統(tǒng)計(jì)模型。為了解決精確描述時(shí)延特性等問(wèn)題，RC 曾經(jīng)考慮使用加入吸波材料引入額外的時(shí)延，但這種方法可控制性比較差，而且由于吸波材料的引入將改變K 因子，會(huì)使得測(cè)量不確定度擴(kuò)大[27]。

在這種情況下，一個(gè)混響室與信道仿真器的升級(jí)方案——RC+CE——就被提出來(lái)，簡(jiǎn)單一點(diǎn)說(shuō)，信號(hào)在進(jìn)入混響室之前，通過(guò)信道仿真器加入時(shí)延與多普勒頻移，用以彌補(bǔ)原單一RC方案的不足。這種方法雖然一定程度上解決了RC 在模擬信道模型中時(shí)延與多普勒時(shí)遇到的問(wèn)題，但在引入信道仿真器的同時(shí)也弱化了原單一RC 在經(jīng)濟(jì)性上的優(yōu)勢(shì)，同時(shí)對(duì)于角度擴(kuò)展、到達(dá)角等空間域的信息，由于混響室自身的固有條件限制，仍暫時(shí)無(wú)法描述。但正因不需描述空間信息，混響室方案的測(cè)試速度得以加快，且由于其測(cè)試過(guò)程中進(jìn)行了統(tǒng)計(jì)平均，使得測(cè)試結(jié)果顯得穩(wěn)定，而與此同時(shí)混響室方案對(duì)MIMO 系統(tǒng)在空間相關(guān)性的驗(yàn)證能力，尤其是極化鑒別能力大幅下降，在美國(guó)摩托羅拉公司Istvan 做的一個(gè)實(shí)驗(yàn)中RC 被證明完全無(wú)法鑒別終端的極化性能[28]。

2.1.4、基于分解法的測(cè)試方案

由德國(guó)R&S 倡導(dǎo)的分解法MIMO OTA 方案，其思想來(lái)源于德國(guó)RheinMain 大學(xué)的W. L. Schroeder 教授及其博士生馮一飛[29]。其示意圖見(jiàn)圖8。

 

 

圖8、基于分解法的測(cè)試方案(德國(guó)R&S 公司)

分解法曾經(jīng)被稱(chēng)為兩通道法，意即在測(cè)試過(guò)程中，有兩個(gè)發(fā)射天線(xiàn)將基站模擬器的信號(hào)發(fā)送給DUT，DUT 在水平面旋轉(zhuǎn)，而兩個(gè)探頭在垂直面上同時(shí)動(dòng)作，他們首先遇到的一個(gè)問(wèn)題在于DUT 測(cè)試位置(角度)與發(fā)射天線(xiàn)位置的選擇。

此外，R&S 的工程師聲稱(chēng)此方法區(qū)別于多探頭全環(huán)法，在于“分解法是一種3D 的測(cè)試方法，而多探頭全環(huán)只做水平面2D 測(cè)試”，然而實(shí)際上，首先他們曲解了3D 信道模型的概念，另一方面，即使是分解法，在同一時(shí)刻，兩個(gè)發(fā)射天線(xiàn)與DUT實(shí)際上是在同一個(gè)平面之上。

在3GPP RAN4 的2013 年11 月一次會(huì)議當(dāng)中，該方法未被列入正文。

2.2、多探頭方案國(guó)際研究動(dòng)態(tài)與演進(jìn)

從測(cè)試方法的角度上，對(duì)于基于信道仿真器與暗室、多探頭的方案，來(lái)自各國(guó)的研究者各自獨(dú)立地上做過(guò)大量的研究：芬蘭Pekka Ky?sti 在參考文獻(xiàn)[8] 中詳細(xì)闡述了多探頭方案的原理，其中包含兩個(gè)信號(hào)合成方法：平面波合成(WFS, Wave Field Synthesis)與預(yù)衰落合成(PFS, Pre-Faded signal Synthesis);美國(guó)Spirent 公司John Douglas Reed 在參考文獻(xiàn)[30]中闡述使用MIMO OTA 的方法對(duì)空間相關(guān)性進(jìn)行重現(xiàn);丹麥Aalborg 大學(xué)Gert Pedersen 教授帶領(lǐng)他的團(tuán)隊(duì)與Intel 公司合作，自行搭建了暗室、多探頭和測(cè)試軟件，對(duì)SCME 等信道模型下LTE 終端的測(cè)試方法進(jìn)行了研究，并對(duì)多探頭方案的系統(tǒng)配置和驗(yàn)證給出了測(cè)試結(jié)果[31]~[33];美國(guó)Apple 公司Matt A.Mow 等人對(duì)終端在MIMO OTA 測(cè)試過(guò)程中與傳導(dǎo)測(cè)試中的一致性比較方法進(jìn)行研究，并申請(qǐng)了專(zhuān)利[34]。芬蘭原赫爾辛基大學(xué)Tommi Latinen 等對(duì)平面波合成的多探頭數(shù)量進(jìn)行了研究[35] ;日本松下公司與東京理工大學(xué)的研究證明了使用信道模擬器和多探頭的方法能夠產(chǎn)生準(zhǔn)確的射頻信道模型，從而利用可控的空域相關(guān)性對(duì)MIMO 信道容量進(jìn)行研究變?yōu)榭赡躘36]，他們同時(shí)也給出了系統(tǒng)設(shè)計(jì)以及校準(zhǔn)流程的建議[37];英國(guó)Anite(前芬蘭Elektrobit)公司很早就展開(kāi)了MIMO OTA測(cè)試可行性的研究，將仿真和實(shí)測(cè)結(jié)果與參考模型特性進(jìn)行了對(duì)比，結(jié)果表明在大多數(shù)情況下OTA 與參考模型具有很高的一致性，證明了在暗室中可以產(chǎn)生所需的無(wú)線(xiàn)信道傳播特性[38]。

從信道模型的角度上，2000 年開(kāi)始，基于射線(xiàn)的多天線(xiàn)信道模型就開(kāi)始從Tap Delay Line 向Cluster Delay Line 過(guò)渡，2003 年3GPP TR 25.996 中定義了SCM，歐洲WINNER 項(xiàng)目進(jìn)一步推動(dòng)并細(xì)化了基于幾何的隨機(jī)信道模型GSCM 的發(fā)展。目前，雖然各個(gè)MIMO OTA 方案都在聲稱(chēng)自己的優(yōu)越性，但一個(gè)不爭(zhēng)的事實(shí)是，多探頭的信道模型是早于MIMO OTA方案就被工業(yè)與學(xué)術(shù)界認(rèn)可，而其他幾個(gè)測(cè)試方案一方面對(duì)于電波傳播與信道模型涉及不多，另一方面都在將自己的測(cè)試結(jié)果與多探頭系統(tǒng)看齊。

大約從2008 年開(kāi)始，全球范圍內(nèi)有三個(gè)關(guān)注多入多出信道測(cè)試、建模以及MIMO OTA 測(cè)試的學(xué)術(shù)與標(biāo)準(zhǔn)化組織，分別在各自的范圍內(nèi)對(duì)以上技術(shù)和論題展開(kāi)交流和討論，他們是：

1 . 歐洲COST (European COoperation in Science and Technology)下的COST2100 及其后繼者IC1004

2. 北美CTIA(Cellular Telephone Industry Association)

3.“ 第三代合作項(xiàng)目”(3GPP)

目前在COST IC1004、3GPP 和CTIA 的討論中出現(xiàn)的幾種MIMO OTA 測(cè)試方法中，筆者認(rèn)為基于信道仿真器與暗室多天線(xiàn)探頭的方案，能夠?qū)CM 信道模型中所定義的，MIMO 系統(tǒng)性能所依賴(lài)的角度擴(kuò)展AS(Angle Spread)，時(shí)延擴(kuò)展DS(Delay Spread) 等信息進(jìn)行控制和重現(xiàn)。其他的方案，如，混響室測(cè)試方案可以實(shí)現(xiàn)快速測(cè)試，但無(wú)法控制并還原角度擴(kuò)展等對(duì)多天線(xiàn)系統(tǒng)性能有重要影響的信息，所以只能對(duì)終端提供有限的性能評(píng)估;而兩步法可以利用原SISO 的微波暗室，減少投資，但需要被測(cè)設(shè)備能夠支持測(cè)試模式，對(duì)于未來(lái)的波束賦形等新技術(shù)目前也還無(wú)法支持;分解法不再保留原來(lái)的信道模型的概念，使用統(tǒng)計(jì)的方法估算MIMO 系統(tǒng)性能，測(cè)試數(shù)據(jù)與真實(shí)環(huán)境的對(duì)應(yīng)關(guān)系也缺乏數(shù)據(jù)的支持。

然而，多探頭測(cè)試方案的終極目標(biāo)是實(shí)現(xiàn)3D 信號(hào)模型，這一方面需要暗室和天線(xiàn)探頭數(shù)量足夠多，另一方面要求信道仿真器提供足夠的物理通道，使得多探頭的3D 方案造價(jià)昂貴，很難一步到位。一種循序漸進(jìn)的方法，是以單簇法作為一個(gè)起點(diǎn)，化整為零地建立一個(gè)可升級(jí)的多探頭系統(tǒng)。引用3GPP 37.977 中的描述，圖9(a) 描述的是多簇法，而(b) 描述的則是單簇法。

 

 

圖9、多探頭測(cè)試方案：多簇法與單簇法[!--empirenews.page--]

簡(jiǎn)而言之，在目前廣泛使用的2D 全環(huán)法多簇測(cè)試方案中，可以考察終端在不同的信道時(shí)延特性、多普勒譜、空間相關(guān)性和交叉極化比下的性能特性，但由于信道模型限制在水平面范圍內(nèi)，所以無(wú)法描述來(lái)自垂直方向上的來(lái)波對(duì)終端性能的影響;類(lèi)似的，在單簇法中，同樣可以考察終端在不同的信道時(shí)延特性、多普勒譜、空間相關(guān)性和交叉極化比下的性能評(píng)估，但由于限制在單簇范圍內(nèi)，所以無(wú)法描述來(lái)自不同簇的來(lái)波;從這個(gè)意義上說(shuō)，全環(huán)法的多簇，與單簇測(cè)試方法，都是多探頭3D 方法的一種折中方案。

3、ABP的工作進(jìn)展

廣播電視規(guī)劃院(ABP)從2011 年開(kāi)始介入了多天線(xiàn)終端測(cè)試方法的研究，目前主要建立了單簇法的多探頭MIMOOTA 測(cè)試系統(tǒng)，不僅對(duì)各個(gè)部件做了驗(yàn)證[39]，而且對(duì)整個(gè)系統(tǒng)的最終信道模型做了驗(yàn)證，并于2013 年開(kāi)始參加了CTIA組織的比對(duì)測(cè)試[40]。本節(jié)將主要介紹這方面的內(nèi)容。

3.1、ABP 單簇法MIMO OTA 系統(tǒng)

廣播電視規(guī)劃院的單簇法實(shí)驗(yàn)室連接示意圖見(jiàn)圖10，這個(gè)方案最大的特點(diǎn)是由原來(lái)的常規(guī)單天線(xiàn)終端OTA 測(cè)試暗室(ETS AMS8600)改造而來(lái)，暗室的尺寸見(jiàn)表1。由于不需要另外搭建暗室，不僅使得系統(tǒng)建造的成本大幅下降，也同時(shí)免去了另建暗室尋址時(shí)的麻煩。在這個(gè)單簇法MIMO OTA 技術(shù)平臺(tái)上，包含信道驗(yàn)證在內(nèi)的大部分多探頭系統(tǒng)的基本研究得以推進(jìn)。

 

 

表1、ABP 暗室數(shù)據(jù)

 

 

圖10、廣播電視規(guī)劃院(ABP) 單簇法MIMO OTA 測(cè)試系統(tǒng)

通過(guò)特別的設(shè)計(jì)，該系統(tǒng)可以在MIMO OTA 與常規(guī)OTA測(cè)試之間進(jìn)行轉(zhuǎn)換，這種轉(zhuǎn)換需要2 個(gè)人花大約5~10 分鐘的時(shí)間，見(jiàn)圖11，因此系統(tǒng)能夠兼顧常規(guī)天線(xiàn)/ 終端OTA 測(cè)試與多天線(xiàn)終端的MIMO OTA 測(cè)試。

 

 

圖11、單簇法MIMO OTA 與SISO OTA 測(cè)試環(huán)境的切換

3.2、系統(tǒng)及各部件的驗(yàn)證

3.2.1 暗室特性變化

如前文所述，ABP 的單簇MIMO OTA 在SISO 暗室的基礎(chǔ)上組建，通過(guò)在暗室內(nèi)安置的天線(xiàn)支撐件，可以在短時(shí)間內(nèi)進(jìn)行兩種測(cè)試模式的切換，但相比于原SISO 暗室，增加的組件可能會(huì)影響暗室的特性，因此我們依照CTIA 的要求，在兩種環(huán)境下進(jìn)行了紋波測(cè)試，分別完成了自由空間下的30cm半徑與50cm 半徑靜區(qū)在兩個(gè)頻點(diǎn)的比對(duì)，結(jié)果見(jiàn)表2 及表3。

 

 

表2、SISO 暗室的紋波測(cè)試比對(duì)驗(yàn)證(30cm 靜區(qū))

 

 

表3、SISO 暗室的紋波測(cè)試比對(duì)驗(yàn)證(50cm 靜區(qū))

測(cè)試結(jié)果表明擴(kuò)展不確定幾乎沒(méi)有太大變化，增加天線(xiàn)支撐架后進(jìn)行SISO OTA 測(cè)試的暗室環(huán)境的擴(kuò)展不確定度仍然滿(mǎn)足CTIA 小于2 的要求。

3.2.2、信道仿真器特性及信號(hào)漂移

作為核心部件，信道仿真器的特性極大地影響著整個(gè)系圖10 廣播電視規(guī)劃院(ABP) 單簇法MIMO OTA 測(cè)試系統(tǒng)統(tǒng)的不確定度，我們需要知道信道仿真器設(shè)置及輸入信號(hào)對(duì)于輸出信號(hào)的影響程度;同時(shí)，信道仿真器作為一個(gè)有源設(shè)備，取決于內(nèi)部部件的質(zhì)量，其輸出信號(hào)的幅度與相位均可能會(huì)隨環(huán)境(溫度、濕度)發(fā)生不同程度的漂移，如果漂移情況嚴(yán)重，信道仿真器將會(huì)對(duì)整個(gè)系統(tǒng)的不確定度產(chǎn)生影響。

我們?cè)趦蓚€(gè)工作日分別做了不同的輸入功率下，一分鐘內(nèi)信號(hào)仿真器的輸出信號(hào)幅度與相位的變化測(cè)試，最?lèi)毫拥慕Y(jié)果記錄在表4 中，此外對(duì)兩個(gè)工作日的輸出信號(hào)做橫向比較，以便了解長(zhǎng)期情況下，其信號(hào)的漂移情況。根據(jù)測(cè)試結(jié)果，推薦的操作是：進(jìn)行MIMO OTA 測(cè)試時(shí)，應(yīng)維持基站模擬器的輸入功率不變，根據(jù)信道仿真器設(shè)置，推薦輸入功率的范圍如下：

 

 

表4、信道仿真器的輸入設(shè)置對(duì)系統(tǒng)穩(wěn)定性的影響

(EIL-20) ≤INPUT ≤(EIL+CE) (7)

也即輸入功率應(yīng)該盡量接近期待功率(EIL)，其變化范圍最小應(yīng)大于設(shè)置的期待功率20dB以上，最大則不能比設(shè)置的期待功率的峰均比(CF)更大，否則系統(tǒng)的不確定將增大。對(duì)于信道仿真器的信號(hào)漂移，在符合式(7)的情況下，表5 的測(cè)試結(jié)果證明信道仿真器輸出信號(hào)的幅度漂移不超過(guò)0.1dB，相位變化不超過(guò)1.5 度，因此我們可以認(rèn)為信道仿真器在整個(gè)測(cè)試過(guò)程中是較為穩(wěn)定的。

 

 

表5、信道仿真器信號(hào)漂移研究(長(zhǎng)期)

3.2.3、功率放大器特性及信號(hào)漂移

用于補(bǔ)償路徑衰減的功率放大器其通道數(shù)與信道仿真器相同，其特性同樣對(duì)整個(gè)系統(tǒng)的不確定度產(chǎn)生影響。通常，功率放大器需要有30 分鐘的預(yù)熱時(shí)間，在這段時(shí)間內(nèi)，其輸出信號(hào)幅度可能有0.5dB~1dB 的變化，30 分鐘后輸出將趨穩(wěn)，因此我們推薦整個(gè)系統(tǒng)的預(yù)熱時(shí)間一般在30 分鐘，之后再做所有其他的驗(yàn)證或測(cè)試工作。

在開(kāi)始測(cè)試之前，必須獲取功率放大器的線(xiàn)性工作區(qū)間，我們對(duì)所用到的功率放大器進(jìn)行了四個(gè)頻點(diǎn)不同輸入功率的測(cè)試，其增益測(cè)試結(jié)果見(jiàn)圖12，從圖中可以看出輸入功率大于-30dBm 時(shí)將逐漸進(jìn)入1dB 壓縮點(diǎn)，因此我們所有后續(xù)工作中，將使得功率放大器的輸入功率控制在-30dBm 以下。

 

 

圖12、功率放大器的增益及線(xiàn)性范圍

功率放大器的長(zhǎng)期信號(hào)漂移是描述對(duì)應(yīng)于實(shí)驗(yàn)室在兩個(gè)工作時(shí)段，這決定了實(shí)驗(yàn)室是否能夠在幾周甚至幾個(gè)月時(shí)長(zhǎng)內(nèi)，沿用同一個(gè)校準(zhǔn)數(shù)據(jù)。我們的摸底測(cè)試是在兩個(gè)工作日，對(duì)功率放大器分別重新啟動(dòng)、預(yù)熱30 分鐘之后，輸入設(shè)置統(tǒng)一分別設(shè)置為-40dBm(線(xiàn)性區(qū)間之內(nèi))，測(cè)試功率放大器的六個(gè)通道，在不同的頻率點(diǎn)的輸出信號(hào)幅度與相位的差異值，測(cè)試結(jié)果見(jiàn)圖13，測(cè)試結(jié)果表明兩次測(cè)試功率放大器最大的信號(hào)幅度漂移可能超過(guò)1dB，相位漂移則相對(duì)較小，這意味著系統(tǒng)在不同的工作時(shí)間，測(cè)量不確定可能會(huì)由于功率放大器的信號(hào)漂移而大幅增大，因此我們建議系統(tǒng)應(yīng)該進(jìn)行日常校準(zhǔn)工作，即校準(zhǔn)文件需要經(jīng)常進(jìn)行更新。

功率放大器的短期信號(hào)漂移是描述對(duì)應(yīng)于某一次測(cè)試過(guò)程中，如40 分鐘，輸出信號(hào)的變化，我們記錄到40 分鐘最大的信號(hào)幅度變化在0.1dB 以下，這證明在同一次測(cè)試過(guò)程中，功率放大器的信號(hào)漂移不會(huì)對(duì)系統(tǒng)測(cè)試結(jié)果產(chǎn)生影響。

 

 

圖13、功率放大器各通道的信號(hào)漂移(長(zhǎng)期)

3.2.4、多探頭之間的耦合情況

對(duì)于多探頭系統(tǒng)，天線(xiàn)探頭之間的互相耦合可能會(huì)影響到測(cè)試結(jié)果，這種影響的評(píng)估在尺寸較小的暗室配置中顯得更為重要，在ABP MIMO OTA 單簇法系統(tǒng)中使用到了3 個(gè)雙極化的天線(xiàn)探頭，我們分別對(duì)3 個(gè)天線(xiàn)的兩種極化做了測(cè)試，測(cè)試結(jié)果見(jiàn)圖14，測(cè)試結(jié)果表明最大的耦合發(fā)生在3 號(hào)天線(xiàn)的垂直與水平極化之間，在1.2GHz 約為-18dB，其他耦合一般小于-30dB。

 

 

圖14、暗室內(nèi)天線(xiàn)探頭之間及各極化方向的信號(hào)耦合情況

3.3、信道模型的驗(yàn)證

作為系統(tǒng)信道環(huán)境重建成功與否的重要確認(rèn)，在正式開(kāi)始測(cè)試之前，無(wú)論是何種測(cè)試方法，均應(yīng)當(dāng)對(duì)暗室/ 混響室內(nèi)部的信道模型做一個(gè)完整的驗(yàn)證。廣播電視規(guī)劃院對(duì)單簇模型的信道驗(yàn)證結(jié)果在參考文獻(xiàn)[40] 中有詳細(xì)的介紹，PDP、多普勒頻移和空間相關(guān)性驗(yàn)證的結(jié)果見(jiàn)圖15、表6 及圖16。

 

 

圖15、ABP 單簇法信道模型的驗(yàn)證：時(shí)延特性

 

 

表6、多普勒擴(kuò)展的驗(yàn)證結(jié)果

 

 

圖16、ABP 單簇法信道模型的驗(yàn)證：空間相關(guān)性

3.4、測(cè)試區(qū)域內(nèi)的信號(hào)功率與SIR 驗(yàn)證

在目前的MIMO OTA 針對(duì)吞吐量測(cè)試，必須對(duì)測(cè)試區(qū)域內(nèi)的參考測(cè)試信號(hào)功率(RS-EPRE)及SIR 值進(jìn)行驗(yàn)證，否則不同實(shí)驗(yàn)室之間的測(cè)試數(shù)據(jù)無(wú)法進(jìn)行統(tǒng)一和比較。參考文獻(xiàn)[41]、[42]、[43] 中列舉了測(cè)試功率及SIR 的定義和驗(yàn)證方法。

廣播電視規(guī)劃院的單簇MIMO OTA 系統(tǒng)的信號(hào)功率與SIR 驗(yàn)證結(jié)果在參考文獻(xiàn)[39] 中已列舉，摘錄如下：在測(cè)試區(qū)域中的RS-EPRE 的計(jì)算值與實(shí)際測(cè)試值之間差異為-0.34861 dB ;在UMi、UMa/A、UMa/B 信道模型下，測(cè)試區(qū)域中的SIR 目標(biāo)值與實(shí)際測(cè)試值之間的差異分別為-0.28dB，-0.58dB 及-0.47dB。

3.5、實(shí)際測(cè)試結(jié)果

在CTIA 開(kāi)展的第二輪比對(duì)測(cè)試當(dāng)中，廣播電視規(guī)劃院利用建立的單簇法MIMO OTA 測(cè)試系統(tǒng)對(duì)送樣的3 類(lèi)天線(xiàn)及其終端進(jìn)行了測(cè)試，測(cè)試結(jié)果表明單簇法可以很好地將3 個(gè)終端進(jìn)行區(qū)分，不同的信道模型對(duì)終端吞吐量的影響也清晰可辨(圖17) 。

 

 

圖17、ABP 單簇法實(shí)測(cè)結(jié)果

4、結(jié)束語(yǔ)

在本文當(dāng)中，以多探頭方案為主介紹了各種多天線(xiàn)終端的測(cè)試方法，并闡述了信道模型及其驗(yàn)證在多天線(xiàn)終端的性能評(píng)估方案中的重要意義，對(duì)以單簇法為代表的多探頭方案在系統(tǒng)校準(zhǔn)、信道驗(yàn)證、測(cè)試方法等細(xì)節(jié)進(jìn)行了詳細(xì)的論述。

中國(guó)的4G 牌照已于2013 年12 月4 日發(fā)放，多天線(xiàn)終端和MIMO 技術(shù)將逐漸成為主流，與此同時(shí)，隨著國(guó)家地面數(shù)字電視的推廣和高清多屏互動(dòng)的應(yīng)用，以802.11ac 為代表的WiFi 多天線(xiàn)技術(shù)也將進(jìn)入普通家庭。在這個(gè)背景下，MIMO OTA 作為保障用戶(hù)體驗(yàn)的終端性能評(píng)估方法，其研究和演進(jìn)必然對(duì)整個(gè)無(wú)線(xiàn)通信行業(yè)及多天線(xiàn)技術(shù)的發(fā)展產(chǎn)生重要影響。