同步BUCK變換器的拓撲如圖1所示，其中Driver信號是帶有死區(qū)時間控制的PWM方波，M1為主開關管，M2為同步整流管，L為儲能電感，C為輸出電容，RL 為負載電阻。當Driver信號為高電平時開關管M1導通，輸入電壓對電感充電;當Driver信號為低電平時M2導通，電感放電。首先假設圖1中的功率管M1、M2的導通阻抗分別為RON1、RON2，則在開關管M1導通時SW端的電壓VSW1可表示為：

同步整流管M2導通時SW端的電壓VSW2為：

假設RON1、RON2為定值，根據(jù)式(1)、式(2)可知，SW端的電壓變化量與電感電流的變化量成線性比例關系,因此可以利用SW端電壓作為電感電流的采樣信號。

過零檢測電路的設計

由上節(jié)知道，電感電流降低到零時，SW=0。但由于變換器內部的延遲，致使同步管續(xù)流至零時，系統(tǒng)不能馬上將同步管關斷，這必然導致電流的倒灌。因此在實際應用中，通常選取略低于0V的SW電壓值作為過零比較器的翻轉點。另外系統(tǒng)在充放電之間切換初期，SW電壓不穩(wěn)定，因此需要屏蔽掉這段時間，檢測結果才夠精準?；谝陨戏治?，本文中的過零檢測電路包括以下兩部分：邊沿隱匿電路和負閾值電壓比較器。邊沿隱匿電路能有效屏蔽整流管導通瞬間SW端電位擾動對過零檢測電路造成的誤觸發(fā);負電壓閾值比較器監(jiān)測SW 端電位，一旦SW電位達到負電壓閾值，比較器輸出保護信號，系統(tǒng)將關斷整流管,防止倒灌。

1、邊沿隱匿電路的設計

過零檢測電路如圖2所示，其中虛線框中的數(shù)字邏輯電路即為邊沿隱匿電路。控制信號HS_dr是與BUCK變換器開關管M1柵極驅動信號同頻同相的信號，即當HS_dr=1時，電感充電;當HS_dr=0 時，電感放電。整個電路的輸出信號ZC_OUT在SW=SW_TH時翻轉為高電平，系統(tǒng)將整流管M2關閉。

(1)電感充電時段，開關管M1導通，整流管M2截止，此時不需要過零檢測電路。

控制信號HS_dr=1，經(jīng)過或非門，強制將ZC_OUT拉到地。且MN1導通，將A點拉到地，經(jīng)過施密特觸發(fā)器后，B點為高電平，使得過零比較器的輸出允許信號CTR =1，將比較器的輸出OUT強制到高電平。因此整個充電過程，過零檢測的輸出為低電平。

(2)電感放電時段，開關管M1 截止，整流管M2導通，需要過零檢測電路。

此時控制信號HS_dr =0，不影響輸出信號ZC_OUT。MN1截止，A點將由恒定電流I對電容C0充電，當A點充電到施密特觸發(fā)器的下門限VT-時，B點將翻轉為低電平，經(jīng)過兩級反向器后使得信號CTR=0，允許過零比較器正常工作。因此在放電初期，當A沒有充到施密特門限值時，將使ZC_OUT= 0，此后ZC_OUT將隨SW變化。充電時間由下式確定：

2、負閾值電壓比較器的設計

1)輸入級與高增益級的設計

負閾值電壓比較器的整體電路如圖3所示。其中VDD為電源，VSS為地信號;I_bias為直流電流偏置;EN為比較器的使能控制信號，低電平有效;CTR為邊沿隱匿電路產生的比較器輸出允許信號，低電平時輸出允許。Vn為比較器的負端輸入，Vp為比較器的正端輸入，其中MOS管N1為高壓管，R1 =R2。

由于輸入電壓要求到0V，因此采用電阻負載P管放大的差分電路作為輸入級，這樣能增大共模輸輸入范圍(ICMR)。忽略開關管的壓降，其共模輸入范圍可表示為：

由式(4)可以看出ICMR最小能到達負值。輸入級電路的功能是將輸入的差分電壓進行放大，其電壓增益可表示為：

第2級為高增益級，采用電流鏡做負載P管放大的雙端變單端結構，其電壓增益表示為：

2)負電壓閾值的設計

由于比較器的核心電路采用的是完全對稱的結構，因此輸入失調電壓約為0V。圖3中的NMOS管N1與N2工作在開關狀態(tài)，其導通電阻為：

因此比較器的正負端電壓Vp與Vn可表示為：

當Vn=Vp時，比較器輸出發(fā)生反轉，因此由式(8)可推出，SW的負電壓閾值為：

由式(9)可知，調節(jié)N1與N2的寬長比或調節(jié)電流I1與I0都可改變SW的門限值，使其滿足設計的負閾值要求。

仿真結果

將上述過零檢測電路應用于一款同步BUCK 電路中，基于0.5μm BCD工藝和HSPICE軟件進行仿真。輸入電壓4V~16V，開關頻率400kHz，儲能電感4.7μH，輸出電容44μF，RON1=250mΩ、RON2=200mΩ，設SW的負閾值電壓為-45mV，其仿真驗證結果如下：

圖4為系統(tǒng)溫度在0~85℃變化時，比較器的輸出信號隨著SW端電壓變化曲線。從圖上可看出其負閾值電壓從-40mV變化到-50mV，變化范圍為10mV。閾值電壓容差較小，比較器性能較為穩(wěn)定。

圖5為整個電路仿真波形。從圖上可看出SW電壓在切換時，先經(jīng)過1μs時間的邊沿隱匿，CTR變?yōu)榈碗娖?，此后才允許比較器的輸出OUT隨著SW電壓變化，且OUT在SW=-44.7mV左右時提前翻轉為低電平，經(jīng)過數(shù)字邏輯后使ZC_OUT翻轉為高電平。

系統(tǒng)中有無過零檢測電路的仿真結果如圖6所示。由圖可知：系統(tǒng)輕載時，當沒有過零檢測電路，系統(tǒng)將工作于FCCM模式，電感電流發(fā)生了嚴重的倒灌現(xiàn)象;而有過零檢測電路時，當電感電流減小到零后，系統(tǒng)將進入DCM模式，防止電流倒灌，達到設計要求。

文章小結

本文介紹了一種新穎的、可應用于同步Buck芯片的過零檢測電路，該電路利用MOS管工作在線性區(qū)時的溝道電阻來抵消同步管關斷延遲，從而有效地限制了電流的倒灌。且設計了邊沿隱匿電路，避免電路切換時引起的誤觸發(fā)。該電路已應用于一款DC-DC設計中，并在0.5μmBCD工藝上進行了系統(tǒng)驗證，結果證明所設計電路的工作狀態(tài)良好，可以廣泛應用于有類似要求的同步BUCK芯片中。