關(guān)鍵詞：移相控制；零電壓零電流開關(guān)；全橋變換器

1概述

所謂ZVZCS，就是超前橋臂實現(xiàn)零電壓導(dǎo)通和關(guān)斷，滯后橋臂實現(xiàn)零電流導(dǎo)通和關(guān)斷。ZVZCS方案可以解決ZVS方案的故有缺陷，即可以大幅度降低電路內(nèi)部的循環(huán)能量，提高變換效率，減小副邊占空比丟失，提高最大占空比，而且其最大軟開關(guān)范圍不受輸入電壓和負載的影響。

圖1 

    滯后橋臂零電流開關(guān)是通過在原邊電壓過零期間使原邊電流復(fù)位來實現(xiàn)的。即當(dāng)原邊電流減小到零后，不允許其繼續(xù)反方向增長。原邊電流復(fù)位目前主要有以下幾種方法：

1）利用超前橋臂開關(guān)管的反向雪崩擊穿，使儲存在變壓器漏感中的能量完全消耗在超前橋臂的IGBT中，為滯后橋臂提供零電流開關(guān)的條件；

圖2 

    2）在變壓器原邊使用隔直電容和飽和電感，在原邊電壓過零期間，將隔直電容上的電壓作為反向阻斷電壓源，使原邊電流復(fù)位，為滯后橋臂開關(guān)管提供零電流開關(guān)的條件；

3）在變壓器副邊整流器輸出端并聯(lián)電容，在原邊電壓過零期間，將副邊電容上的電壓反射到原邊作為反向阻斷電壓源，使原邊電流迅速復(fù)位，為滯后橋臂開關(guān)管提供零電流開關(guān)的條件。

圖3

2 電路拓撲

根據(jù)原邊電流復(fù)位方式的不同，下面列舉幾種目前常見的移相全橋ZVZCSPWMDC/DC拓撲結(jié)構(gòu)，以供大家參考。

圖4

    1）NhoE.C.電路如圖1所示[1]。該電路是最基本的移相全橋ZVZCS變換器，它的驅(qū)動信號采用有限雙極性控制，從而實現(xiàn)超前橋臂的零電壓和滯后橋臂的零電流開關(guān)。這種拓撲結(jié)構(gòu)的缺陷是L1k要折衷選擇，L1k太小，在負載電流很小時，超前橋臂不能實現(xiàn)零電壓開關(guān)；L1k太大，又限制了iL1k的變化速度，從而限制了變換器開關(guān)頻率的提高。變換器給負載供電方式是電流源形式，電感L1k電流交流變化，輸入電流脈動很大，要求濾波電容很大。該電路可以工作在電流臨界連續(xù)狀態(tài)，但必須采用頻率控制，不利于濾波器的優(yōu)化設(shè)計。

圖5

    2）ChenK.電路如圖2所示[2][3]。該電路超前橋臂并聯(lián)有串聯(lián)的電感和電容。電感L1和L2很小，不影響開關(guān)管的ZVS，但有兩個好處：一是限制振蕩的電流峰值；二是在負載很小，開關(guān)管不能實現(xiàn)ZVS時，限制開關(guān)管的開通電流尖峰。該拓撲結(jié)構(gòu)利用IGBT的反向擊穿特性，解決了滯后橋臂IGBT關(guān)斷時的電流拖尾問題，可以提高IGBT的開關(guān)頻率，而且在負載很小時也能實現(xiàn)零電流開關(guān)。但是，這個電路也付出了代價，漏感L1k中的能量L1kip2/2和ip反向時漏感L1k中的能量全部消耗在反向擊穿的IGBT中。

圖6

    3）原邊加隔直電容和飽和電感的FB-ZVZCS-PWM變換器如圖3[4]所示。它在基本的移相全橋變換器的基礎(chǔ)上增加了一個飽和電感Ls，并在主電路上增加了一個阻擋電容Cb，阻擋電容Cb與飽和電感Ls適當(dāng)配合，能使滯后橋臂上的主開關(guān)管實現(xiàn)零電流開關(guān)。在原邊電壓過零階段，飽和電感工作在線性狀態(tài)，阻止原邊電流ip反向流動，在原邊電壓為Vin或－Vin時，它工作在飽和狀態(tài)。盡管它有許多明顯的優(yōu)勢，但也有不足之處，如最大占空比范圍仍受到很多限制，特別是飽和電感上有很大的損耗，飽和電感磁芯的散熱問題是一個必須解決的問題。

4）副邊采用有源箝位開關(guān)的FB-ZVZCS-PWM變換器如圖4所示[5]。這種電路沒有使用耗能元件，在副邊增加有源箝位開關(guān)S，并通過對有源箝位開關(guān)的適當(dāng)控制，為滯后橋臂創(chuàng)造零電流開關(guān)條件。超前橋臂在零電壓導(dǎo)通與關(guān)斷的過程中，輸出濾波電感Lf參與了諧振過程，而輸出濾波電感通常具有很大的值，超前橋臂開關(guān)管可以在很大的負載范圍內(nèi)滿足零電壓開關(guān)條件，開關(guān)管的導(dǎo)通與關(guān)斷的死區(qū)時間間隔受原邊電壓最大占空比的限制。在此種拓撲結(jié)構(gòu)中，可能會出現(xiàn)副邊整流輸出電壓的占空比大于原邊電壓最大占空比的現(xiàn)象，這種現(xiàn)象稱為“占空比增大效應(yīng)”(duty cycleboost effect)這種現(xiàn)象是由箝位電容Cc和箝位開關(guān)的作用造成的。此電路的主要缺點是控制上稍微復(fù)雜一些，以及有源箝位開關(guān)采用的是硬開關(guān)，但是，有源箝位開關(guān)在一個開關(guān)周期中僅工作很短一段時間，對變換器整體效率影響很小。

圖7

    5）利用變壓器輔助繞組的FB-ZVZCS-PWM變

換器電路拓撲如圖5所示[6]。該電路通過在副邊增加一個變壓器輔助繞組和一個簡單的輔助線路，無須增加耗能元件或有源開關(guān)來取得滯后橋臂ZCS。其副邊整流電壓可由箝位電容箝位，一般可將其限制在120％額定值內(nèi)，該方案可在大功率場合應(yīng)用。該電路拓撲的優(yōu)點是負載范圍寬，占空比損失小，器件的電壓應(yīng)力、電流應(yīng)力小，成本低。但是它也有缺點，即副邊結(jié)構(gòu)復(fù)雜，設(shè)計時有些困難。

6）副邊帶能量恢復(fù)緩沖電路的FB-ZVZCS-PWM變換器如圖6所示[7]。它的副邊增加了由3個快恢復(fù)二極管和2個小電容構(gòu)成的能量恢復(fù)緩沖電路，此電路在能量傳遞初始期間，電容Cs1和Cs2與漏感諧振，電容上的電壓達到2nVin，超前橋臂開關(guān)管一關(guān)斷，電容上電壓就折合到原邊，在漏感上產(chǎn)生一反壓，使得原邊電流下降。而且，通過能量恢復(fù)電路的低阻抗路徑使副邊整流二極管實現(xiàn)了ZVS。該結(jié)構(gòu)稍微復(fù)雜些，最大缺點是，由于電容Cs1和Cs2與漏感諧振，使得副邊整流電壓幾乎是正常電壓nVin的2倍，增加了整流管的電壓應(yīng)力，并且由于存在大量環(huán)流，也增加了導(dǎo)通損耗。

圖8

    7）使用改進的能量恢復(fù)緩沖電路的FB-ZVZCS-PWM變換器如圖7所示[8]。它運用改進的能量恢復(fù)緩沖電路來減小循環(huán)電流和副邊瞬間超壓。除了增加二極管Ds4外，其工作原理和線路與6)相同。

8）滯后橋臂中串入二極管的FB-ZVZCS-PWM變換器如圖8所示[9]。它利用串聯(lián)二極管阻斷電容電壓可能引起的原邊電流的反向流動?？梢栽谌我庳撦d和輸入電壓變化范圍內(nèi)實現(xiàn)滯后橋臂的零電流開關(guān)。

9）副邊利用簡單輔助電路的FB?ZVZCS?PWM變換器如圖9所示[10]。此電路副邊由一個簡單輔助電路構(gòu)成：包括一個小電容和兩個小二極管，結(jié)構(gòu)簡單，整流電壓不恒定，取決于占空比。該方案不含飽和電感，輔助開關(guān)，不產(chǎn)生大的環(huán)流，沒有額外的箝位電路，這是因為，副邊整流電壓被箝位于箝位電

容電壓與輸出電壓之和。所?的元器件均在低電壓，低電流下工作，還有負載范圍寬，占空比損失小等優(yōu)點，從而使此變換器具有高效率，低成本，解決了目前常見變換器的許多問題。在高功率場合很有發(fā)展前途。

圖9

    綜上所述可知，圖2和圖3電路使用耗能元件來復(fù)位原邊電流，降低了總效率并阻礙功率超過5kW；圖4電路通過副邊增加有源箝位開關(guān)來復(fù)位原邊電流，價格較貴并且控制復(fù)雜，有源箝位開關(guān)采用的是硬開關(guān)，開關(guān)頻率是原邊的兩倍，開關(guān)損耗大；圖5電路所有有源和無源元器件都工作在最小電流應(yīng)力和電壓應(yīng)力下，有較寬的ZVZCS范圍，較小的占空比損耗，不存在嚴重的寄生環(huán)流，功率超過5kW，但是輔助電路復(fù)雜；圖6電路中電容Cs1和Cs2與漏感諧振引起大的循環(huán)能量，降低了總效率并使得副邊整流電壓幾乎是正常電壓nVs的二倍，增加了副邊整流管的電流應(yīng)力，變壓器和開關(guān)的導(dǎo)通損耗也增加了；圖7電路是對圖6電路的改進，它減小了副邊瞬間超壓和環(huán)流，也能使開關(guān)損耗傳到負載；通過比較圖6和圖7緩沖電路中Cs放電時間和漏感L1k復(fù)位時間，可以看出吸收電容復(fù)位變壓器漏感能量的能力和容量，后者比前者加倍，因而使用圖7電路能擴展到重載范圍。圖9電路簡化了前幾種ZVZCS方案，僅僅增加由一個小電容和兩個小二極管組成的簡單輔助電路，無須增加耗能元件和有源開關(guān)實現(xiàn)ZVZCS，不僅為原邊開關(guān)提供ZVZCS條件，而且箝位副邊整流二極管，效率高而且價格便宜。