關鍵詞：諧振復位;雙開關;正激變換器
1 概述
諧振復位單開關正激變換器，如圖1所示，是一種結構比較簡單、應用十分廣泛的DC/DC變換器。它通過諧振電容Cr上的電壓對變壓器進行復位，該復位電壓可以大于輸入電壓，因此，該變換器的占空比可以大于50％，適合于寬輸入范圍的場合。但和通常的單開關正激變換器一樣，它的開關電壓應力比較大，是輸入電壓的2倍左右，用于較高輸入電壓的場合有一定的困難。另外，每次開關S開通之前，Cr上電壓為輸入電壓，在S開通時，不僅將S的寄生電容上的能量CossVin2/2消耗在開關上，同時也將Cr上的能量CrVin2/2消耗在S上。而Cr又是外并的諧振電容，其值可能遠遠大于開關的寄生電容，所以，可以認為該變換器的等效開關損耗大大增加，效率將會受到嚴重影響。
雙開關正激變換器克服了主開關電壓應力大的缺點，它每個開關的電壓應力等于輸入電壓，是單開關正激的一半左右，適用于高壓輸入場合。而且雙開關正激變換器是利用輸入電壓給變壓器進行復位，結構上也比較簡單，激磁能量和漏感能量回饋到輸入側，轉換效率比較高。因此，這種雙開關正激DC/DC拓撲被廣泛地應用于工業(yè)界，不僅僅是高壓輸入場合。但是，這種雙開關正激變換器有它的突出缺點，即只能工作在占空比小于50％的狀態(tài)，所以，不適合用在變換范圍非常寬的場合。
本文推薦了一種諧振復位雙開關正激變換器，它綜合了單開關諧振正激和雙開關正激的優(yōu)點，不僅可以工作在占空比大于50％的狀態(tài)，而且又采用雙開關結構，大大減小了開關的電壓應力。因此，該變換器適用于高電壓輸入、寬變化范圍的場合。
2 工作原理
諧振復位雙開關正激變換器的電路如圖2所示。圖2中Coss1，Coss2，Coss3分別為開關S1，S2，S3的寄生輸出電容，Cr為諧振電容，它并聯(lián)在S2的漏源極之間，因Cr遠大于開關管的寄生電容，所以Coss2可以忽略。Lm為激磁電感。為簡化分析，輸出電容Co被認為無窮大而以恒壓源Vo代替，并假定電路已經(jīng)進入穩(wěn)態(tài)。
該變換器的一個開關周期可以分為6個工作階段，分別如圖3的6個等效電路所示。相應的工作波形如圖4所示，其中t1－t3為死區(qū)時間td1，t5－t6為死區(qū)時間td2，這些時間實際上非常短，在圖中為了更清楚地表述，將他們畫得比較大。6個工作階段的工作原理分別描述如下。
1）階段1〔t0，t1〕如圖3（a）和圖4所示，該階段S1和S2同時導通，加在變壓器原邊上的電壓為輸入電壓Vin，激磁電流線性上升。同時副邊整流二極管DR1導通，續(xù)流二極管DR2截止，電感L上的電流iL線性上升。
2）階段2〔t1，t2〕t1時刻，如圖3(b)和圖4所示，S1和S2同時關斷，折算到原邊的負載電流和激磁電流一起對Coss1充電，使Coss3放電，Coss3上的電壓vds3迅速下降。由于諧振電容Cr較大，在這么短的時間內(nèi)Cr上的電壓幾乎沒有上升，近似為零。因此vT就近似等于vds3，也迅速下降。但此階段變壓器上的電壓vT仍為正，所以副邊DR1仍導通。
3）階段3〔t2，t3〕t2時刻vT下降到零時，副邊二極管DR1就截止，DR2導通，iL通過DR2續(xù)流，在輸出電壓Vo的作用下線性下降。在原邊，激磁電感Lm和諧振電容Cr諧振，在Cr上產(chǎn)生的諧振電壓按正弦變化上升，該諧振電壓同時對變壓器進行復位，諧振電流流過S3的體二極管，如圖3(c)和圖4所示。
4）階段4〔t3，t4〕t3時刻，S3的門極驅動信號vgs3變高，S3在零電壓條件下開通，Lm和Cr繼續(xù)諧振，Cr上的正弦諧振電壓繼續(xù)對變壓器進行復位，諧振電流流過S3，如圖3(d)和圖4所示。
5）階段5〔t4，t5〕如圖3(e)和圖4所示，Cr上的電壓諧振到零后，激磁電流就流經(jīng)S2的體二極管，而S3仍然導通，這時變壓器原邊的電壓為零，激磁電流保持不變。副邊仍然是DR1截止，DR2導通，電感電流繼續(xù)下降。
6）階段6〔t5，t6〕如圖3(f)和圖4所示，S3在t5時刻關斷，激磁電流對Coss3進行充電，vds3一大于零，副邊整流二極管DR1就導通，激磁電流流向變壓器副邊，但它不足以維持負載電流，所以續(xù)流二極管仍然導通。由于DR1及DR2都導通，變壓器上的電壓被箝在零，激磁電流保持不變。而開關S1上的電壓被箝在Vin，S2上的電壓則為零。
圖3
t6時刻，S1及S2同時開通，其中S2是零電壓開通，而Coss1上的電荷通過S1迅速放完，電路進入到下一開關周期的階段1，負載電流流過DR1。
由以上分析可以看到，開關S1及S3的電壓應力均為輸入電壓Vin，而S2的電壓應力則是復位電壓。
3 特性分析
根據(jù)以上的分析可以看出，S1及S3為一對互補開關，兩者寄生輸出電容上的電壓vds1與vds3之和等于輸入電壓Vin。因此，當其中vds1（或vds3）等于零時，vds3（或vds1）就等于Vin，可見開關S1及S3的電壓應力均為輸入電壓。
開關S2的源漏間并聯(lián)了諧振電容Cr，其值遠大于S2的寄生輸出電容Coss2，所以，Cr上的電壓就是S2所要承受的電壓。在S1及S2關斷后，激磁電感Lm和諧振電容Cr開始諧振，在Cr上產(chǎn)生一正弦電壓對變壓器進行磁復位。因此，開關S2的電壓應力就是該復位電壓的峰值。
可見，該變換器的開關電壓應力和單開關正激變換器相比要小得多。
該變換器的另一優(yōu)點是可以工作在占空比大于50％的狀態(tài)下。如圖4所示，當主開關S1及S2同時導通，輔助開關S3截止時，加在變壓器原邊的電壓為正，大小等于輸入電壓。當主開關S1及S2同時截止，輔助開關S3導通時，Lm和Cr諧振在Cr上產(chǎn)生的電壓對變壓器進行磁復位。通過選擇較小的Cr值，該復位電壓可以大于輸入電壓，使得變壓器的復位時間小于正向導通時間，從而得到一個大于50％的占空比。這樣的好處是既可以減小變換器一次側的導通損耗，又可以減小二次側整流二極管的電壓應力。
此外，由于Cr上的電壓諧振到零之后，主開關S2才開通，所以諧振電容不會帶來額外的損耗，相反使得S2實現(xiàn)了零電壓開通，其本身的開關損耗也大大下降了。而S3在導通之前是體二極管導通，即S3也是零電壓開通的，開關損耗大大減小。因此，該變換器的轉換效率要比單開關諧振復位正激變換器高得多。
4 實驗結果
一臺采用諧振復位雙開關正激DC/DC變換器拓撲的實驗樣機，驗證了該拓撲的工作原理和特性。該樣機的規(guī)格和主要參數(shù)如下：
輸入電壓Vin250V～400V；
輸出電壓Vo54V；
輸出電流Io0～5A；
工作頻率f70kHz；
主開關S1及S2STP11NM60；
輔助開關S3IRF830；
整流二極管DR1HER1604PT；
續(xù)流二極管DR2B20200；
變壓器Tn=40∶20，Lm=3mH，Ls=15μH；
濾波電感L130μH；
諧振電容Cr200pF。
圖5是輸出4A時的主要實驗波形。其中圖5(a)是輸入電壓為250V時，變壓器原邊的電壓波形，可以看出占空比為53％左右，證明該變換器可以工作在占空比大于50％的狀態(tài)。圖5(b)是輸入等于400V時，主開關S1門極驅動電壓和漏源間的電壓波形，其中漏源電壓正向平臺為400V，正好等于輸入電壓。圖5(c)是輸入等于400V時，主開關S2門極驅動電壓和漏源間的電壓波形，其中漏源電壓按正弦變化，其峰值為460V左右，該電壓對變壓器進行復位。同時從圖中可以看出在門極電壓變高之前，vds2已經(jīng)諧振到零，S2是零電壓開通的。圖5(d)是輸入等于400V時，輔助開關S3門極驅動電壓和漏源間的電壓波形，其中源漏電壓正向平臺也為400V。
圖6給出了該變換器在不同輸入電壓，不同負載電流下的轉換效率。最高效率達到了95.3％。
5 結語
本文提出的諧振復位雙開關正激變換器，既繼承了諧振復位單開關正激變換器占空比可以大于50％的優(yōu)點，又發(fā)揮了雙開關結構的優(yōu)勢，使得兩個主開關S1及S2的電壓應力分別為輸入電壓和復位電壓，而輔助開關S3的電壓應力為輸入電壓，從而大大減小了開關的電壓應力。另外，該變換器的開關S2與S3都實現(xiàn)了ZVS，大大提高了變換器的轉換效率。因此，所推薦的諧振復位雙開關正激變換器可以用于高電壓輸入、寬變化范圍、高效率要求的場合。
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