摘要：分析了一種非常適合工作在超高頻下的多諧振DC/DC變換器。該變換器的所有開關(guān)管工作在ZVS狀態(tài)下，所有整流二極管工作在ZCS狀態(tài)下。該變換器結(jié)構(gòu)簡單，整個變換器只需一顆磁元件。并詳細分析了該變換器的超高頻適應性。一個135V輸入，54V/3A輸出，開關(guān)頻率高于1MHz的樣機驗證了它的工作原理和超高頻適應性。該樣機在額定條件下效率達到88.7％。

    關(guān)鍵詞：多諧振；軟開關(guān)；變換器

引言

輕小化是目前電源產(chǎn)品追求的目標。而提高開關(guān)頻率可以減小電感、電容等元件的體積。但是開關(guān)頻率提高的瓶頸是開關(guān)器件的開關(guān)損耗，于是軟開關(guān)技術(shù)就應運而生。目前應用軟開關(guān)技術(shù)，變換器開關(guān)頻率已經(jīng)可以很輕松地超過100kHz。軟開關(guān)電路可以分為緩沖型和控制型兩種。緩沖型軟開關(guān)拓撲往往附加了很多額外的線路，增加了成本，降低了可靠性，難以讓用戶接受。控制型軟開關(guān)不增加主電路的元器件，通過合理設(shè)計控制電路來實現(xiàn)軟開關(guān)，比較容易讓用戶采用。目前，成熟的控制型軟開關(guān)電路并不多，典型的有移相全橋[1]、不對稱半橋[2]等。這些都是PWM型的變換器，通過邊緣諧振來實現(xiàn)軟開關(guān)，能夠降低開關(guān)損耗而基本不增加電壓或電流的有效值。然而，這一類電路很難真正地做到所有半導體器件（包括開關(guān)管和二極管）的軟開關(guān)。例如，移相全橋和不對稱半橋的整流二極管都是硬關(guān)斷的，有很嚴重的反向恢復問題。所以，這些電路無法工作在更高的開關(guān)頻率。因此，當開關(guān)頻率要進一步提高時，還是比較適合用諧振型變換器。

下面提出了一種多諧振的DC/DC變換器，開關(guān)頻率超過了1MHz。該變換器的所有半導體器件都實現(xiàn)了軟開關(guān)，是超高頻變換器的一個很好的選擇。

1 工作原理

圖1所示是半橋結(jié)構(gòu)的LLC串聯(lián)多諧振變換器:兩個主開關(guān)S1和S2構(gòu)成一個半橋結(jié)構(gòu)，其驅(qū)動信號是占空比固定50％的互補信號，通過改變開關(guān)頻率來實現(xiàn)輸出電壓的恒定。因此，這類諧振型變換器也可以歸類于控制型軟開關(guān)電路。電感Ls、電容Cs和變壓器的勵磁電感Lm構(gòu)成一個LLC諧振網(wǎng)絡(luò)。該諧振網(wǎng)絡(luò)連接在半橋的中點與地之間，因此，諧振電容Cs也起到隔直電容的作用。在輸出側(cè)，整流二極管D1和D2構(gòu)成中心抽頭的整流電路，整流二極管直接連接到輸出電容Co上。

圖1

LC的本征諧振頻率定義為

本文所述的LLC串聯(lián)多諧振變換器的開關(guān)頻率范圍為fm<f<fs。

在下面的分析中，Co被認為是無窮大而以恒壓源Vo代替，主開關(guān)具有反向并聯(lián)的二極管。該變換器的一個開關(guān)周期可以分為6個工作階段，其等效電路如圖2所示。相應的工作波形如圖3所示。6個工作階段的工作原理如下。

圖2 各階段等效電路

1）階段1〔t0～t1〕 在t0時刻S2關(guān)斷,諧振電流ir對S1的輸出電容放電，S1的漏－源電壓vds1開始下降,當vds1下降到零，S1的體二極管導通。輸入電壓加在LLC串聯(lián)回路上。在副邊，變壓器繞組的極性為上正下負，D1導通，Lm的電壓被輸出電壓Vo鉗位，諧振實際上發(fā)生在Ls與Cs之間，Lm上的電流im線性上升。

2）階段2〔t1～t2〕 在t1時刻S1在零電壓條件下開通。im繼續(xù)線性上升，ir流經(jīng)S1并以正弦波形式逐漸上升。流過D1的輸出電流為諧振電流與勵磁電流之差。開關(guān)周期大于Ls與Cs的諧振周期，因此，在ir經(jīng)過半個諧振周期后，S1仍然處于開通狀態(tài)。當ir下降到與im相等時，D1電流因過零而關(guān)斷。該工作階段結(jié)束。

圖3 主要工作波形

由于加在Lm上的電壓為nVo，im可表示為

式中：Im為勵磁電流的最大值；

Vo為輸出電壓；

n為變壓器原邊對副邊之匝比。

3）階段3〔t2～t3〕 在t2時刻D1零電流條件下關(guān)斷。輸出側(cè)與諧振回路完全脫離。Lm的電壓不再受Vo限制，Lm與Ls串聯(lián)參與諧振。通常的電路設(shè)計Lm>>Ls，因此，諧振周期明顯變長。ir基本保持不變，可以認為

ir(t)=im(t)=Im    （5）

在該階段中，ir繼續(xù)對Cs充電，Cs的電壓繼續(xù)上升，一直到t3時刻，S1關(guān)斷，開始下半個工作周期。

工作階段4、5、6與工作階段1、2、3類似。所不同的是諧振的初始能量由諧振電容Cs提供。工作波形與階段1、2、3完全對稱。

4）階段4〔t3～t4〕 在t3時刻S1關(guān)斷，ir對S2的輸出電容放電，S2的漏－源電壓vds2開始下降,當vds2下降到零，S2的體二極管導通。在副邊，變壓器繞組的極性為上負下正，D2導通，Lm的電壓被Vo鉗位，諧振實際上發(fā)生在Ls與Cs之間，Lm上的電流im線性下降。

5）階段5〔t4～t5〕 在t4時刻S2在零電壓條件下開通。im繼續(xù)線性下降，ir流經(jīng)S2并以正弦波形式負向增長。流過D2的輸出電流為諧振電流與勵磁電流之差。在該工作頻率范圍內(nèi)，開關(guān)周期大于Ls與Cs的諧振周期。因此，在ir經(jīng)過半個周期的諧振，S2仍然處于開通狀態(tài)。當ir下降到與im相等時，D2電流過因零而關(guān)斷。該工作階段結(jié)束。

6）階段6〔t5～t6〕 在t5時刻D2零電流條件下關(guān)斷。輸出側(cè)與諧振回路完全脫離。Lm的電壓不再受Vo限制，Lm與Ls串聯(lián)參與諧振。ir基本保持不變，繼續(xù)對諧振電容Cs放電，Cs的電壓繼續(xù)下降，一直到t6時刻，S2關(guān)斷，新的工作周期開始。

假定ir在t2到t3以及t5到t6保持不變，并以Im表示，那么輸出電壓Vo可以表示為

式中：Vin為輸入電壓；

T為開關(guān)周期；

Ts為Cs和Ls的諧振周期，Ts=1/fs=

從式（6）可以看出，輸出電壓隨著開關(guān)周期的增加而增加。

2 高頻適應性分析

上面所分析的LLC多諧振變換器非常適合用于開關(guān)頻率非常高的場合，其原因如下。

1）所有的開關(guān)管都工作在ZVS狀態(tài)下，開關(guān)損耗幾乎為零。開關(guān)管的零電壓是由激磁電感上的激磁電流對開關(guān)管的結(jié)電容充放電來實現(xiàn)的。所以，對于負載電流的變化，其零電壓開通的條件基本不會變化，這一點要優(yōu)于移相全橋等其它控制型軟PWM電路。另外，LLC多諧振變換器的激磁電感是作為其中一個諧振電感，用來調(diào)節(jié)輸入輸出電壓的關(guān)系，本身會設(shè)計得比較小。從通態(tài)損耗來看，這一點是不利的，但是，從軟開關(guān)的實現(xiàn)條件來看卻是非常有利，因此，在超高頻場合該電路非常有優(yōu)勢。ZVS的極限條件如式（7）所示（極限條件的意思是假設(shè)死區(qū)時間可以任意大，能實現(xiàn)ZVS的臨界條件）。

式中：Coss1和Coss2分別是兩個開關(guān)管的輸出電容。

再將式（4）代入式（7），可得ZVS的極限條件的進一步的表達式為式（8）。

實際上，在LLC多諧振變換器中，式（8）是非常容易滿足的，而死區(qū)時間也不會非常大，因此，可以近似認為在死區(qū)時間內(nèi)激磁電感上的電流保持不變，即為一個恒流源在對開關(guān)管的結(jié)電容進行充放電。在這種情況下的ZVS條件稱為寬裕條件，表達式為式（9）。

式中：tdead為死區(qū)時間。

再將式（4）代入式（9），可得ZVS的寬裕條件的進一步的表達式為式(10)。

2）所有的副邊二極管都工作在ZCS狀態(tài)下，反向恢復的影響很小。而普通的控制型軟PWM電路都只實現(xiàn)了開關(guān)管的軟開關(guān)，而沒有很好地解決二極管的反向恢復問題，因此，在開關(guān)頻率非常高的場合（例如1MHz以上）使用起來還是有困難的。副邊二極管的電流波形近似為正弦，對于減少通態(tài)損耗來說是缺點，但是應用在超高頻的場合，開關(guān)損耗要比通態(tài)損耗難處理得多，所以，該電路應用在超高頻的場合又有一個優(yōu)勢。

3）普通的控制型軟PWM電路難以工作在1MHz以上的另外一個原因是，在高頻下變壓器漏感很難處理。特別是考慮到原副邊絕緣強度的時候，變壓器漏感很難做小，而在超高頻下，漏感的影響又是非常明顯。LLC多諧振變換器的漏感是作為其中一個諧振電感或是諧振電感的一部分，本身就希望能將漏感設(shè)計得大一些。在低頻場合通常難以設(shè)計出所需要的漏感而要外加一個諧振電感，而在高頻場合就比較容易設(shè)計出所需要的漏感。因此，這又是一個該電路適合用于超高頻場合的理由。

3 實驗結(jié)果

一個開關(guān)頻率1MHz以上的DC/DC變換器驗證了該多諧振變換器工作原理和高頻適應性。

該變換器的規(guī)格和主要參數(shù)如下：

輸入電壓Vin 135V；

輸出電壓Vo 54V；

輸出電流Io 0～3A；

最低工作頻率f 1MHz；

主開關(guān)S1及S2 IRFP250；

整流二極管D1及D2 30CPQ150；

變壓器T n=13∶（7＋7），Lm=15μH，Ls=6μH；

諧振電容Cs 4.4nF（在高頻下Cs的實際容量要小于該值）。

圖4給出了該變換器在不同負載下的變換效率。其最高效率達到了89.5％，滿載效率達到了88.7％。

圖5是輸入135V時的主要實驗波形。圖5（a）是滿載（3A）時S2的vds和vgs波形，可以看到，S2的驅(qū)動電壓vgs是在vds電壓下降到零后才開始上升的，因此，是零電壓開通。S1的vds和vgs波形也是類似的，這里不一一給出了。圖5（b）是原邊的諧振電壓和電流波形，每半個周期有兩個諧振過程，分別是Cs和Ls的諧振、Cs和（Ls＋Lm）的諧振。圖5（c）是整流二極管D1上的電壓和電流波形?？梢钥吹?，電流是以正弦的形狀諧振到零，但還是出現(xiàn)一定的反向恢復電流。這是因為開關(guān)頻率為1MHz，盡管是正弦的電流波形，但其di/dt還是相當大的。若在同樣的頻率下?lián)Q成一般的PWM電路，反向恢復問題會更加嚴重。因此，使用普通的肖特基或快恢復二極管，一般的PWM電路也無法工作在1MHz的頻率下。這里的二極管電壓也會因為反向恢復而過沖，但是，其過沖電壓還是沒有超過2倍的輸出電壓，因此，這里可以用150V的肖特基二極管，這在一般的PWM電路中是無法做到的。

圖6給出了該變換器在低頻下（120kHz）相對應的工作波形，用來作為對比。可以看到除了二極管D1出現(xiàn)了一定的反向恢復電流外，1MHz開關(guān)頻率下的工作情況和在120kHz開關(guān)頻率下的工作情況基本相同，由此說明該電路的超高頻適應性非常好。

4 結(jié)語

本文提出的LLC多諧振變換器的開關(guān)管實現(xiàn)了ZVS，整流二極管實現(xiàn)了ZCS，并且正好利用漏感來做諧振電感，因此，非常適合工作在超高頻開關(guān)下（1MHz以上）。整個變換器又非常簡單，只需一個磁性元件，因此，該變換器適用于超高功率密度的場合。