摘要：首次提出了電壓源高頻交流環(huán)節(jié)AC/AC變換器電路拓撲族，這類電路拓撲由輸入周波變換器、高頻變壓器、輸出周波變換器構成。分析研究了這類變換器穩(wěn)態(tài)原理與移相控制策略，繪出了變換器的外特性曲線。這類變換器具有電路拓撲簡潔、兩級功率變換(LFAC/HFAC/LFAC)、雙向功率流、高頻電氣隔離、網(wǎng)側(cè)電流波形可得到改善、負載適應能力強等優(yōu)點。PSPICE仿真波形充分證實了這類變換器的正確性和先進性。關鍵詞：AC/AC變換器；高頻交流環(huán)節(jié)；周波變換器；電壓源；移相控制ResearchonPrinciplesofVoltageMode

1引言

電力電子研究人員對DC/DC變換器、AC/DC變換器、DC/AC逆變器高頻環(huán)節(jié)變換技術[1]的研究，已取得了顯著的成果；對AC/AC變換技術的研究僅限于交流負載與交流電網(wǎng)無電氣隔離的晶閘管相控變頻器、矩陣變換器[2]。

本文首次提出并深入研究了交流負載與交流電網(wǎng)有高頻電氣隔離的基于Forward變換器的電壓源高頻交流環(huán)節(jié)AC/AC變換器，對電力電子學的發(fā)展和實現(xiàn)新型電子變壓器、正弦交流穩(wěn)壓器均具有重要意義。

2電壓源高頻交流環(huán)節(jié)AC/AC變換器電路

拓撲族與控制原理

2．1電路結構與拓撲族

基于Forward變換器的電壓源高頻交流環(huán)節(jié)AC/AC變換器電路結構，如圖1(a)所示。該電路結構由輸入周波變換器、高頻變壓器、輸出周波變換器構成，能夠?qū)⒁环N正弦交流電變換成另一種同頻率的正弦交流電。輸入、輸出周波變換器均由四象限功率開關(能承受雙向電壓應力和雙向電流應力)構成。電壓源高頻交流環(huán)節(jié)AC/AC變換器電路拓撲族共8種，如圖1(b)～(i)所示。

圖1電壓源高頻交流環(huán)節(jié)AC/AC變換器電路結構與拓撲族

2．2控制原理

電壓源高頻交流環(huán)節(jié)AC/AC變換器采用移相

國家自然科學基金（59977010）、江蘇省自然科學基金（BK99121）資助項目。

(a)電路結構

(b)單正激式(c)并聯(lián)交錯正激式

(d)推挽全波式(e)推挽橋式

(f)半橋全波式(g)半橋橋式

(h)全橋全波式(i)全橋橋式

控制策略，如圖2所示。四象限功率開關S1(S1′)與S2(S2′)、S3(S3′)與S4(S4′)的驅(qū)動信號為互補的高頻方波信號，但S3(S3′)與S1(S1′)、S4(S4′)與S2(S2′)之間的驅(qū)動信號均有相位差θ(0≤θ≤180°)。圖2中，Ts=1/fs為開關周期，fs為開關頻率，uAB為濾波器的前端電壓。S3(S3′)與S1(S1′)、S4(S4′)與S2(S2′)之間在一個開關周期的共同導通時間DTs/2可表示為

DTs/2=Ts(180°－θ)/(2×180°)(1)

式中：D為占空比。

3電壓源高頻交流環(huán)節(jié)AC/AC變換器穩(wěn)態(tài)

原理與外特性

3.1穩(wěn)態(tài)原理

以全橋全波式電路拓撲為例，研究這類變換器的穩(wěn)態(tài)原理與外特性，如圖3(a)所示。該變換器穩(wěn)態(tài)工作且CCM模式時，在一個開關周期Ts內(nèi)可分為四個開關狀態(tài)，其等效電路如圖3(b)～(e)所示。

圖2電壓源高頻交流環(huán)節(jié)AC/AC變換器移相控制原理

圖3(b)、(d)和圖3(c)、(e)可分別用圖4(a)、(b)所示等效電路表示，其中r為包括變壓器繞組等效電

圖3全橋全波式電壓源高頻交流環(huán)節(jié)AC/AC變換器及其CCM模式時開關狀態(tài)電路[!--empirenews.page--]

(a)全橋全波式電路拓撲

(b)S1(S1′)、S3導通，S2(S2′)、S4截止(c)S2(S2′)、S3導通，S1(S1′)、S4截止

(d)S2(S2′)、S4導通，S1(S1′)、S3截止(e)S1(S1′)、S4導通，S2(S2′)、S3截止

阻、功率開關通態(tài)電阻、濾波電感寄生電阻等在內(nèi)的等效電阻。

由于開關頻率fs遠大于輸出LC濾波器的截止頻率和輸入、輸出正弦交流電壓的頻率，因此，在一個開關周期Ts內(nèi)輸入電壓ui和輸出電壓uo均可看成恒定量，可用狀態(tài)空間平均法建立輸出電壓與輸入電壓之間的關系式。

圖4(a)所示等效電路的狀態(tài)方程為Lf=－riLf＋ui－uo(2.a)Cf=iLf－(2.b)

圖4(b)所示等效電路的狀態(tài)方程為Lf=－riLf－ui－uo(3.a)Cf=iLf－(3.b)式(2)乘以D加式(3)乘以(1－D)，令=0，=0，可得狀態(tài)變量在任何一個開關周期內(nèi)的穩(wěn)態(tài)值為ILf=(4.a)Uo=(4.b)

電壓源高頻交流環(huán)節(jié)AC/AC變換器原理研究

(a)S1(S1′)、S3或S2(S2′)、S4導通時

(b)S2(S2′)、S3或S1(S1′)、S4導通時

圖4電壓源高頻交流環(huán)節(jié)AC/AC

變換器CCM模式時兩種等效電路

(b)DCM模式

(a)臨界CCM模式

圖5濾波電感電流臨界CCM和DCM

模式時一個開關周期內(nèi)的波形

3.2穩(wěn)態(tài)時變換器外特性

3.2.1理想情形(r=0)

由式(4.b)可知，理想情形且CCM模式時變換器的外特性為Uo=(5)

濾波電感電流臨界連續(xù)和DCM模式時一個開關周期內(nèi)的原理波形，如圖5所示。

由圖5(a)可知，t2－t1=DTs/2。t=t1～t2時，有uiN2/N1－uo=Lf=Lf=Lf(6)

電感電流臨界連續(xù)時的負載電流為IG=Iomin=iLf(t2)，由式(5)、(6)得IG=D(1－D)(7)

由式(7)可知，當D=1/2時，IG達到最大值，即IGmax=(8)

由式(7)、(8)可知，理想情形且濾波電感電流臨界連續(xù)時變換器的外特性為

IG=4IGmaxD(1－D)(9)

由圖5(b)可知，t3<t1＋Ts/2，t2－t1=DTs/2。t=t1～t2時，由圖4(a)所示等效電路可知(r=0)uiN2/N1－uo=Lf=Lf=Lf(10)

t=t2～t3時，由圖4(b)所示等效電路可知(r=0)uiN2/N1＋uo=－Lf=－Lf=Lf(11)

由式(10)、(11)得t3－t2=(12)

輸出負載電流為io==(13)

由式(8)、(10)、(12)、(13)得Io=IGmax(14)

因此，理想情形且DCM模式時變換器的外特性為=(15)[!--empirenews.page--]

3.2.2實際情形

實際情形時，變換器的內(nèi)阻r不為零，因此變換器的外特性可由式(4.b)表示。

取N1/N2=1，由式(5)、(9)、(15)、(4.b)可得變換器的標幺外特性Uo/Ui=f(Io/Iomax)，如圖6所示。曲線A為濾波電感電流臨界連續(xù)時外特性曲線，由式(9)決定；曲線A右邊為濾波電感電流連續(xù)時外特性曲線，實線為理想情形時曲線，由式(5)決定，虛線為實際情形時曲線，由式(4.b)決定，可見隨負載電流增加，輸出電壓下降；曲線A左邊為濾波電感電流斷續(xù)時外特性曲線，由式(15)決定，可見輸出電壓與輸入電壓比不僅與D有關，而且與負載電流有關。

4仿真實例

全橋全波式電路拓撲，移相控制策略，輸入電壓Ui=220（1±10％）V，頻率50Hz，輸出電壓Uo=220V(50Hz)，額定容量S=3kVA，負載功率因數(shù)為－0.75～0.75，開關頻率fs=100kHz，變壓器匝比N1/N2=1:1.3，輸入濾波電感Li=10μH，輸入濾波電容Ci=50μF，輸出濾波電感Lf=0.5mH，輸出濾

圖6電壓源高頻交流環(huán)節(jié)AC/AC變換器標幺外特性

(a)額定輸入電壓、電阻性額定負載

(b)額定輸入電壓、空載

(c)額定輸入電壓、阻性滿載

(d)輸入電壓200V、感性輕載

(e)輸入電壓240V、容性滿載

圖73kVA電壓源高頻交流環(huán)節(jié)AC/AC變換器仿真波形

電壓源高頻交流環(huán)節(jié)AC/AC變換器原理研究

波電容Cf=20μF。

不同輸入電壓、不同負載時，3kVA220V（1＋±10％）(50Hz)電壓源高頻交流環(huán)節(jié)AC/AC變換器的仿真波形，如圖7所示。由仿真波形可知，變壓器工作頻率為100kHz，輸出電壓波形THD低，網(wǎng)側(cè)電流波形正弦度高，具有強的負載適應能力和優(yōu)良的穩(wěn)壓性能。

5結語

(1)電壓源高頻交流環(huán)節(jié)AC/AC變換器，具有兩級功率變換(LFAC/HFAC/LFAC)、雙向功率流、高頻電氣隔離、網(wǎng)側(cè)波形可得到改善、負載適應能力強等優(yōu)點。

(2)電壓源高頻交流環(huán)節(jié)AC/AC變換器電路拓撲族包括單正激式、并聯(lián)交錯正激式、推挽全波式、推挽橋式、半橋全波式、半橋橋式、全橋全波式、全橋橋式等八種電路。

(3)獲得了變換器外特性曲線。

(4)仿真結果證實了電壓源高頻交流環(huán)節(jié)AC/

AC變換器新概念的正確性和先進性。