作者曾多年從事彩電開關(guān)電源研制，本文結(jié)合過去的工作經(jīng)驗，試圖從彩色電視機(jī)電源應(yīng)用角度，談?wù)劮醇ば妥儞Q器基本原理和工作方式，電視機(jī)對反激變換器的獨特要求，以及單管反激變換器的工程設(shè)計方法及調(diào)試經(jīng)驗等。祈望有助于業(yè)界人士和廣大電視機(jī)維修人員的工作。

2  反激型變換器原理和兩種工作方式
 

    單管反激型變換器電路及其工作波形如圖1所示。當(dāng)Q1被輸入脈沖驅(qū)動而導(dǎo)通時，流過Np繞組的初級電流會以斜率為VDC/Lp線性上升，在導(dǎo)通時間（ton）結(jié)束時刻，初級電流i1已升到峰值

         I1P=×ton   (1)

圖1  基 本 電 路 及 波 形

同時磁芯內(nèi)存儲有能量

         E=      (2)

    當(dāng)Q1截止時，磁芯內(nèi)儲能向次級釋放，因為電感內(nèi)的電流不能突變，所以在截止開始瞬間，初級電流傳遞到次級并使次級電流峰值為

        I2P=I1P     (3)

這個電流會直接向輸出電容充電。經(jīng)過幾個周期后，次級直流電壓VO已建立，此時伴隨Q1截止，I2會從NS流出，其值為

         i2=I2P－t  (4)

式(4)表明，在截止期間的i2是線性下降的，它反映了磁芯儲能釋放情形。根據(jù)磁芯儲能是否全部釋放可導(dǎo)出反激型變換器的連續(xù)與不連續(xù)兩種工作方式，事實上隨著輸入市電電壓或者電視機(jī)接收負(fù)載(例如音量，輝度)的變化，電視機(jī)電源都有可能經(jīng)歷這兩種工作方式。

    1）不連續(xù)工作方式如果市電電壓較低或者電視機(jī)接收負(fù)載過重，就使次級電流i2在Q1的下一次導(dǎo)通之前已下降到零，這表明所有磁芯儲能已傳送到負(fù)載，此后Q1的每一次導(dǎo)通，相應(yīng)的初級電流i1及磁通?  都要從零開始上升。這種工作狀態(tài)叫不連續(xù)方式，其波形如圖2所示。

圖2  不 連 續(xù) 方 式 波 形

    現(xiàn)時，在一個周期T內(nèi)從電源VDC輸入的功率Pi為

         Pi==       (5)

    假定電源的效率為80％，即

           Pi==1.25=   (6)

    由式(6)得輸出電壓NO為

          VO=VDCton     (7)

    式（7）說明：

    （1）如果圖1電路工作在不連續(xù)方式，若不小心將負(fù)載RL開路，則有可能因輸出電壓VO過大而燒壞管子，這種情況在調(diào)試時是時有發(fā)生的；

    （2）即使圖1能正常工作，其輸出電壓VO亦會隨著輸入電壓VDC和負(fù)荷RL的變化而變化，極不穩(wěn)定。為了得到穩(wěn)定的輸出電壓，需要象圖3那樣加入一個反饋穩(wěn)壓電路，它是由輸出電壓采樣分壓器，EA誤差放大器和一個由直流電壓控制的可變寬度脈沖發(fā)生器組成。從式(7)可見，此反饋電路必須能夠保證在VDC或RL升高時，降低ton，或者在VDC或RL下降時升高ton。

圖3  帶 反 饋 穩(wěn) 壓 電 路 的 變 換 器[!--empirenews.page--]功率管Q1所承受的最大電壓應(yīng)力的計算：

    在Q1截止期間因有次級電流i2流過NS，在NS上產(chǎn)生的電壓幅值近似為輸出電壓VO(忽略二極管正向壓降及引線損耗)，此電壓反映在初級繞組NP上產(chǎn)生感應(yīng)電動勢VNP：

         VNP=VO   (8)

因此截止時功率管Q1所承受的最大電壓應(yīng)力為

       VDSmax=VDCmax＋VNP=VDCmax＋VO       (9)

    在實際運(yùn)用時，Q1所承受的最大電壓應(yīng)力不僅限于VDSmax，同時還要加上由變壓器漏感所帶來的附加電壓尖峰(估計約為0.3VDC)，而且在選雙極型管時，需要注意以上二者之和應(yīng)該比所選管的額定值VCEO小30％，這樣才有足夠的安全余量。

    2）連續(xù)工作方式如果市電電壓升高或者接收負(fù)載減輕，這使次級電流i2在Q1的下一次導(dǎo)通到來之時仍未下降到零，磁芯仍含有一部分儲能，它會反映到初級，使此后Q1的每一次導(dǎo)通，相應(yīng)的初級電流i1及磁通φ都不是從零而是從一個恒定值開始上升。這種工作狀態(tài)叫連續(xù)方式，其波形如圖4所示。

圖4  連 續(xù) 方 式 波 形

    應(yīng)該指出，根據(jù)磁通復(fù)位原則，在連續(xù)方式中會存在一個磁通平衡點φO，在φO的基礎(chǔ)上讓導(dǎo)通時的磁通增加量Δφ1等于截止時磁通減少量Δφ2，故有

          VDCton=VOtoff

得出

          VO=VDC=   (10)

    由式（10）可知，如果圖1的電路工作在連續(xù)方式中，則輸出電壓VO只取決于匝數(shù)比NS/NP，時間比ton/toff以及輸入直流電壓VDC，而和負(fù)載RL無關(guān)。

    同樣地，實際的電源應(yīng)該象圖3那樣加入反饋電路，那么由式(10)可知，這個電路的作用應(yīng)該是當(dāng)輸入直流電壓VDC升高時，讓ton減少，或者當(dāng)VDC減少時，讓ton升高，以便保持輸出電壓VO不變。

    如果將式(8)代入式(10)，則有

       VDCton=VNPtoff   （11）

由此可進(jìn)一步簡化式(9)，即截止時功率管Q1所承受的最大電壓應(yīng)力可化為

        VDSmax=VDCmax＋VO=VDCmax＋VDCmax=        (12)

考慮功率管還要承受由變壓器漏電感所引起的電壓尖峰(其值約為0.3VDCmax)。因此實際VDSmax′應(yīng)為

       VDSmax′=VDSmax＋0.3VDCmax=1.3VDCmax＋(NP/NS)VO     (13)

    3）實例

    有一29吋電視機(jī)其最大輸入市電電壓為AC 264V，變壓器NP=32匝，NS=28匝，VO=140V，則由式(13)得出VDSmax′=1.3××264V＋160V=645V。設(shè)計時，對MOSFET管要選擇其VDS耐壓≥VDSmax′的，下面介紹連續(xù)方式的輸入、輸出電流與負(fù)載功率的關(guān)系。

    圖5示出連續(xù)方式的初級和次級電流波形。其輸出功率等于輸出電壓乘次級電流脈沖的平均值。現(xiàn)定義ICSR為次級電流脈沖線性斜坡部分的中點值，故有

          PO=VOICSR=VOICSR(1－ton/T)    (14)

          ICSR=         (15)

    圖5中的初級電流脈沖線性斜坡部分的中點值ICPR，則由Pi=1.25PO=VDCICPR得

          ICPR=    (16)

圖5  連 續(xù) 方 式 中 的 初 次 級 電 流 臺 階

需要注意的是，連續(xù)方式的出現(xiàn)剛好在初級電流斜坡出現(xiàn)臺階的時候，由圖5可見當(dāng)ICPR升高到等于斜坡幅度ΔI1P的一半時，電流臺階開始出現(xiàn)，此時的ICPR在連續(xù)方式中是最小的，結(jié)合式(16)有

          ICPRmin=ΔI1P=

或者

     ΔI1P=    (17)

上式的tonmax可由式(11)在給定的最小VDCmin下求出。又因ΔI1P=(VDCmin)ton/LP故有

        LP==     (18)

    利用式(10)～(18)，可以計算工作于連續(xù)方式下的反激型變換器各相關(guān)參數(shù)值。需要指出的是，分別按二種方式來設(shè)計反激型變換器，會得出很不同的結(jié)果。例如文獻(xiàn)[1]曾使用不連續(xù)與連續(xù)兩種工作方式分別設(shè)計一個工作于50kHz的DC/DC反激變換器，假定其輸入DC電壓為38V，輸出5V，輸出功率為50W，則對初級電感LP以及初次級電流會得出如下表1所示的很不同結(jié)果。

表1  不同工作方式下的反激型變換器設(shè)計比較

[!--empirenews.page--]4）兩種工作方式的比較

    由表1可見反激型變換器的兩種工作方式會有很不同的運(yùn)行特性。不連續(xù)方式的優(yōu)點是對負(fù)載電流或輸入電壓的突然變化反應(yīng)迅速，這使相應(yīng)的輸出電壓的瞬時改變較小。但其缺點是次級峰值電流為連續(xù)方式的2～3倍（相對于同一個輸出電流平均值而言）。因此在開關(guān)管截止之初，不連續(xù)方式會有一個較大的瞬態(tài)輸出電壓尖峰，這將要求一個較大的LC濾波器去消除它。在開關(guān)管截止之初形成的過大的次級峰值電流同時引起RFI問題。即便對于中功率輸出，由于進(jìn)入輸出母線電感的di／dt值很大，它在輸出地線上生成很嚴(yán)重的噪聲尖峰。由于不連續(xù)方式的次級電流有效值比連續(xù)方式高出近兩倍，這就要求次級導(dǎo)線線徑較大以及有一個紋波電流額定值較大的輸出濾波電容。同時次級輸出整流二極管也必須耐受高的溫升。另外初級峰值電流也大于連續(xù)方式的兩倍，如圖2所示，在電流平均值相同的情況下，不連續(xù)方式的三角形電流波形其峰值顯然比連續(xù)方式的梯形波形的峰值為高。其結(jié)果就要求不連續(xù)方式的開關(guān)管有較高的電流額定值，造成成本增加。同樣，較高的初級電流也會帶來嚴(yán)重的射頻干擾（RFI）問題。

    盡管不連續(xù)方式有這么多缺點，但實用上絕大多數(shù)電源都設(shè)計為這種方式，這是因為：第一，不連續(xù)方式要求初級電感較小，這使它對輸出負(fù)載電流或輸入電壓的突變響應(yīng)迅速，使相應(yīng)的瞬間輸出電壓ΔVO變化幅度不大（0.2V以下）；第二，連續(xù)方式雖有較低的初、次級電流，這無疑是個優(yōu)點，但它卻需要很大的LP，并使其傳遞函數(shù)有一個右半相平面零點，容易造成閉環(huán)電路的不穩(wěn)定。因此作為一般用途的開關(guān)電源，是較少人選用連續(xù)方式的。但作為彩電開關(guān)電源由于其輸入電壓變化范圍大，往往在電壓低端按不連續(xù)方式設(shè)計，但到了電壓的中高端，電路仍不可避免地進(jìn)入連續(xù)方式，此時變換器對負(fù)載電流的突然變化（例如圖像亮度，音量突變等）響應(yīng)慢，VO的瞬時變化ΔVO加大（約0.2～0.5V），直接影響行輸出級變壓器各繞組輸出電壓的改變，幸虧由于顯像管束電流量與陽極高壓等是同時加大（減?。┑?，束電流射到屏幕上會減弱陽極高壓的變化，如果調(diào)整合適就能消除因ΔVO所帶來的對圖像抖動的大部分影響，當(dāng)然此時我們要注意把反饋環(huán)路中的誤差放大器帶寬調(diào)整得窄一些，以便讓此類變換器能穩(wěn)定地工作。

    5）PWM控制方法

    在實際應(yīng)用中，單管反激型變換器存在自激式和它激式兩種。自激式電路簡單，但穩(wěn)壓性能較差，僅適用于小功率應(yīng)用。在早年的14吋～21吋小屏幕的彩色電視機(jī)中不乏采用這種由全分立元器件組成的變換器。但目前它激式已廣泛流行，它是用外加控制含驅(qū)動級的IC來控制開關(guān)管工作，主要采用脈沖寬度調(diào)制（PWM）。但實現(xiàn)PWM的方法也有多樣，其中主要有：

    （1）直接由占空比控制

    如圖6所示。將控制電壓VC與一個固定頻率的鋸齒波電壓相比較后得出一個寬度可變的脈沖，由它來控制開關(guān)管的導(dǎo)通時間。

(a)  原 理 圖

(b)  比 較 器 輸 入

(c)  vg

圖6  直 接 占 空 比 控 制

    （2）電壓前饋控制

    它很類似于占空比控制，但有一點不同的是現(xiàn)在的鋸齒波電壓幅值VS是正比于輸入電壓Vi的，如圖7所示。

(a)  原 理 圖

(b)  比 較 器 輸 入

(c) vg

圖 7  Buck電 壓 前 饋 控 制[!--empirenews.page--]（3）電流控制

    這是SMPS廣泛使用的技術(shù)。其控制電壓VC不再與一個獨立產(chǎn)生的鋸齒波電壓進(jìn)行比較，而是把VC與一個和初級電流成比例的電壓作比較，形成一個第二內(nèi)部控制環(huán)路。如圖8所示。

(a)  原 理 圖

(b)  時 鐘 脈 沖

(c)  比 較 器 輸 入

(d)  比 較 器 輸 出

(e)  vg

圖 8  Buck電 流 模 式 控 制

    （4）準(zhǔn)諧振技術(shù)

    電流控制，但toff也稍作某些延遲以使開關(guān)管在最低的電應(yīng)力下導(dǎo)通，這叫做電流型PWM加準(zhǔn)諧振技術(shù)。這是目前最普遍使用的。