摘要： 文章構(gòu)建了基于Boost 型變換器的DC/DC 變換器，系統(tǒng)以專用芯片UC3842 作為控制核心，輔以Atmega128 單片機(jī)穩(wěn)定輸出電壓。利用UC3842 自身的電壓電流環(huán)反饋，加上輸出電壓均值環(huán)設(shè)計(jì)成輸出電壓穩(wěn)定可調(diào)的DC/DC 變換電路。本系統(tǒng)還采用了模擬PWM 技術(shù)、在線保護(hù)技術(shù)、人機(jī)交互技術(shù)。實(shí)際測(cè)試表明該系統(tǒng)各項(xiàng)指標(biāo)均達(dá)到或超過(guò)設(shè)計(jì)要求。

　　隨著電力電子技術(shù)的發(fā)展，電源裝置大量出現(xiàn)在生產(chǎn)生活的各個(gè)領(lǐng)域，其電壓電流的穩(wěn)定性、電壓調(diào)整率、負(fù)荷調(diào)整率、變換器的效率等因素將直接影響到用電及通信設(shè)備的正常運(yùn)行，嚴(yán)重時(shí)還將影響到設(shè)備的安全性。因此，如何改善上述各項(xiàng)指標(biāo)，成為電源裝置設(shè)計(jì)時(shí)需要考慮的重要因素。本文介紹一種行之有效的開(kāi)關(guān)穩(wěn)壓電源的系統(tǒng)設(shè)計(jì)方案。

　　1 方案論證

　　1. 1 DC-DC 變換器方案選取

　　隔離變壓器輸出工頻電壓有效值為18 ± 3 V，經(jīng)橋式整流濾波后輸出直流電壓約為18 ～ 26 V。要求開(kāi)關(guān)電源的輸出電壓范圍在30 ～ 36 V 之間穩(wěn)定可調(diào)，單端反激式和Boost 直接變換式都可以滿足要求。但是，考慮到單端反激式開(kāi)關(guān)電源結(jié)構(gòu)中的脈沖變壓器在短時(shí)間內(nèi)難以制作調(diào)整好，并且其制作工藝和選材對(duì)系統(tǒng)的效率影響很大，因此本設(shè)計(jì)制作選用Boost電路作為功率變換器主電路，如圖1 所示。

圖1 功率變換器主電路

　　1. 2 控制方案選取

　　可用于Boost 變換器的控制方案較多，典型的有采用單片機(jī)直接控制或者用模擬控制電路控制等。

　　Boost 變換器是一個(gè)具有低阻尼的二階系統(tǒng)，采用單片機(jī)的電壓?jiǎn)苇h(huán)控制的結(jié)構(gòu)由于系統(tǒng)的不穩(wěn)定性和數(shù)字算法的延遲，使得控制環(huán)的低頻增益不能太大，影響輸出電壓的控制精度； 用運(yùn)算放大器等構(gòu)成模擬控制電路，可以采用電壓電流雙環(huán)控制結(jié)構(gòu)，有效地克服變換器的低阻尼特性并使輸出電壓的控制精度提高，但包括PWM 調(diào)制器、脈沖放大驅(qū)動(dòng)電路等在內(nèi)的模擬控制電路結(jié)構(gòu)復(fù)雜、可靠性不高。

　　鑒于單端反激式開(kāi)關(guān)電源與Boost 變換器具有相同的工作原理，其專用集成控制芯片UC3842 可以移植到Boost 變換器的控制上來(lái)，所以本設(shè)計(jì)制作的控制部分采用集成控制芯片UC3842，以簡(jiǎn)化控制電路設(shè)計(jì)并提高系統(tǒng)的可靠性，UC3842 控制電路圖如圖2 所示。

圖2 主電路及UC3842 控制電路圖

　　以UC3842 為基礎(chǔ)構(gòu)成的電壓電流雙環(huán)控制的Boost 變換器當(dāng)脈沖占空比大于0. 5 時(shí)，存在不穩(wěn)定現(xiàn)象。為使系統(tǒng)穩(wěn)定，要么降低控制環(huán)的低頻增益，要么采取斜坡補(bǔ)償?shù)霓k法，前者使輸出電壓的控制精度降低，后者實(shí)現(xiàn)上要求比較嚴(yán)格。鑒于系統(tǒng)已設(shè)置單片機(jī)以滿足監(jiān)測(cè)顯示功能的要求，可以利用單片機(jī)對(duì)Boost變換器控制系統(tǒng)進(jìn)行校正，在系統(tǒng)穩(wěn)定的前提下可以使輸出電壓的控制精度大幅提高，而技術(shù)實(shí)現(xiàn)上切實(shí)可行，方案如圖3 所示。

圖3 控制方案

1. 3 提高效率的方法及實(shí)現(xiàn)方案

　　影響系統(tǒng)效率的主要因素有： a. 功率變換器開(kāi)關(guān)器件的開(kāi)關(guān)損耗； b. 感性元件的鐵損和銅損； c. 控制電路的損耗等。其中，開(kāi)關(guān)器件的開(kāi)關(guān)損耗是影響系統(tǒng)效率的最主要方面，因此，除主電路結(jié)構(gòu)盡量簡(jiǎn)化外，選用開(kāi)通、關(guān)斷比較迅速、通態(tài)電阻小的功率MOS 管作為主開(kāi)關(guān)器件，Boost 二極管也選用超快恢復(fù)二極管。感性元件主要是Boost 電感，選取鐵損比較小的鐵氧體為磁芯，盡量選用截面比較粗的漆包線以降低損耗?？刂齐娐返墓ぷ麟娫床扇煞N方式來(lái)降低損耗： 主控制芯片UC3842 直接用主電路的整流濾波電路供電，單片機(jī)和少量外圍電路用自制的開(kāi)關(guān)電源供電。[!--empirenews.page--]

　　2 電路設(shè)計(jì)與參數(shù)計(jì)算

　　2. 1 主電路器件的選擇和參數(shù)計(jì)算

　　2. 1. 1 電感量計(jì)算

　　主電路的主要參數(shù)為： 整流濾波后的直流輸入電壓18 ～ 26 V，輸出電壓在30 ～ 36 V 范圍內(nèi)可調(diào)，最大輸出電流2 A，開(kāi)關(guān)頻率取10 kHz，Boost 電路工作在電流連續(xù)工作模式（ CCM） 。

　　忽略電路的損耗，根據(jù)Boost 電路輸出電壓表達(dá)式，可得PWM 占空比：

　　最大占空比Dmax發(fā)生在輸入直流電壓最低（ 18V） 而輸出直流電壓最高（ 36 V） 的時(shí)候，最小占空比Dmin發(fā)生在輸入直流電壓最高（ 26 V） 而輸出直流電壓最低（ 30 V） 的時(shí)候，根據(jù)式（ 1） 計(jì)算Dmax為0. 5、Dmin為0. 13。

　　取電感器電流的變化量為半載時(shí)輸入電流的30 %，即：

　　最壞的情況為占空比最小的時(shí)候，根據(jù)電流臨界連續(xù)條件求得電感值為：

　　實(shí)際取值500 μH。

　　2. 1. 2 主開(kāi)關(guān)管選取

　　主開(kāi)關(guān)管承受的最大漏源電壓為最大輸出電壓36 V，考慮到過(guò)載條件，開(kāi)關(guān)管最大實(shí)際漏源電流為：

　　考慮到實(shí)際電壓電流尖峰和沖擊，電壓電流耐量分別取2. 5 和2 倍裕量，即應(yīng)選取耐壓高于90 V，最大電流12 A。實(shí)際選用IRF3710 型MOS 管，最大漏源電壓100 V，最大漏極電流57 A，通態(tài)電阻25 mΩ，最高開(kāi)關(guān)頻率超過(guò)1 MHz。

　　2. 1. 3 快恢復(fù)二極管選取

　　二極管選取依據(jù)是通態(tài)平均電流：

　　式中，η 為波形系數(shù)； IF（ AV） 是實(shí)際通態(tài)平均電流。考慮到實(shí)際系統(tǒng)控制時(shí)占空比的變動(dòng)性，依據(jù)最大峰值電流（ 5. 75 A） 選取FR607。

　　2. 1. 4 輸出濾波電容選取

　　設(shè)計(jì)輸出電壓的紋波小于200 mV，考慮到負(fù)載電流可能達(dá)到3 A，濾波電容Cf計(jì)算如下：

　　實(shí)際選用1 000 μF /50 V 的電解電容。

　　2. 2 控制電路設(shè)計(jì)與分析

　　Boost 變換器控制電路如圖（ 2） 所示，輸出電壓經(jīng)取樣電阻R1、R2反饋到UC3842 的電壓誤差放大器的反相輸入端，與其內(nèi)部基準(zhǔn)電壓Uref比較之后得到誤差電壓Ue，經(jīng)過(guò)電壓調(diào)節(jié)器，送入U(xiǎn)C3842 的電流比較器，與主開(kāi)關(guān)源極上的取樣電阻Rs上取得的電流信號(hào)進(jìn)行比較，產(chǎn)生PWM 輸出。電壓調(diào)節(jié)器為PI 調(diào)節(jié)器（ 在該芯片1 腳和2 腳之間并積分電容和比例電阻） .　　2. 2. 1 開(kāi)關(guān)頻率的設(shè)計(jì)