1 前言

開關(guān)電源具有高效率、低功耗、體積小、重量輕等顯著優(yōu)點(diǎn)，現(xiàn)已成為穩(wěn)壓電源的主流產(chǎn)品。本文以電流型PWM控制芯片UC3844B設(shè)計(jì)了一種高效的單端反激式、4路隔離輸出的輔助電源系統(tǒng),并針對傳統(tǒng)啟動回路中直流母線側(cè)能量浪費(fèi)的缺點(diǎn)，設(shè)計(jì)了一種新型控制芯片啟動回路。實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明，設(shè)計(jì)的單端反激式開關(guān)電源具有良好的工作性能，改進(jìn)型啟動電路能夠有效縮短啟動時間，提高了電源效率。

2 UC3844B芯片介紹

UC3844B是一種高性能固定頻率電流模式的PWM控制集成電路芯片。該集成電路的特點(diǎn)是：具有震蕩器、溫度補(bǔ)償參考、高增益誤差放大器、電流取樣比較器和大電流圖騰柱輸出，是驅(qū)動功率MOSFET的理想器件。其內(nèi)部結(jié)構(gòu)及管腳圖如圖1所示[1]。

圖1 UC3844B內(nèi)部結(jié)構(gòu)及引腳圖

具有8腳雙列直插封裝的UC3844B芯片各引腳功能如下：1腳(COMP)是誤差放大器的輸出端，用于環(huán)路補(bǔ)償;2腳(UFB)是誤差放大器的反相輸入，通常通過一個電阻分壓器連接至開關(guān)電源輸出;3腳(ISEN)是電流取樣端，通常在功率開關(guān)管的源極串聯(lián)一個小電阻作取樣電阻，當(dāng)取樣電阻上的電壓超過給定值時，UC3488B就關(guān)閉輸出端;4腳(RT/CT)是振蕩器，該引腳是外部定時電阻RT與定時電容CT的公共端，通過將電阻RT連接至8腳Vref以及電容CT連接至地，使振蕩器頻率和最大輸出占空比可調(diào)，工作頻率可達(dá)500kHz;5 腳(GND)是控制電路和電源的公共地;6 腳(OUT)是推挽輸出放大器的輸出端，該輸出可直接驅(qū)動功率MOSFET的柵極，具有拉電流和灌電流的雙向驅(qū)動能力，峰值電流高達(dá)1.0 A。 7腳(Vcc)是電源輸入端;8腳(Vref)是參考輸出引腳，它經(jīng)過電阻RT向電容CT提供充電電流[2]。UC3844B還包括過壓、欠壓保護(hù)電路，當(dāng)供電電源電壓低于10V時，芯片停止工作。

3 開關(guān)電源原理及設(shè)計(jì)

3.1 開關(guān)電源的工作原理

開關(guān)電源的工作原理圖如圖2所示[3]。剛啟動時UC3844B所需的+16V工作電壓由R2、C3電路提供。220V交流電經(jīng)橋式整流和電容濾波，得到+300V直流高壓，在經(jīng)R2降壓后接U2的7腳，利用C3的充電過程使U2逐漸升至+16V以上，從而實(shí)現(xiàn)啟動。當(dāng)開關(guān)電源轉(zhuǎn)入正常工作后，輔助繞組上的高頻電壓經(jīng)過VD2、C4整流濾波，作為芯片的工作電壓。UC3844B屬于電流控制型PWM，初級繞組上的電流在電流檢測電阻R10上建立的電壓，加至電流檢測比較器的同相端，與反相端的誤差電壓作比較，進(jìn)而控制輸出脈沖的占空比。考慮到開關(guān)功率管關(guān)斷的瞬間，高壓變壓器的漏感會產(chǎn)生尖峰電壓，現(xiàn)利用TVS、D5、R3、C2組成吸收回路，對開關(guān)功率管起保護(hù)作用。電壓反饋回路主要由穩(wěn)壓芯片TL431、光耦PC817A構(gòu)成，反饋信號由+5V輸出端取得，通過TL431的穩(wěn)壓與光耦的隔離作用后，送入U(xiǎn)C3844B的電壓反饋引腳，控制輸出電壓的穩(wěn)定。

圖2 開關(guān)電源原理圖

3.2 高頻變壓器設(shè)計(jì)

單端反激式變壓器的技術(shù)參數(shù)如下：工作頻率f=50kHz;開關(guān)電源變壓器的最高和最低輸入電壓分別Umax=375V; Umin=120V最大工作占空比為Dmax=50%;整流二極管的正向壓降VFVD=0.6V;輸出4路隔離電壓分別為：+5V/3A, ±5V/1A, 24V/0.5A。

(1)計(jì)算初級峰值電流

初級電流峰值Ipk:

(1)

式中：P0為變壓器輸出功率;η為變壓器效率，通常取0.8。

(2)計(jì)算初級電感

一次側(cè)電感LP：

(2)

(3)選擇變壓器磁芯

磁芯的選用采用AP法，可按下式計(jì)算：

(3)

通過上式計(jì)算，并留出足夠的功率余量，我們選擇EI30型變壓器磁芯。

(4)計(jì)算初、次級繞組匝數(shù)

初級繞組：

(4)

式中：Ae為有效磁通面積;Aw為最大磁通密度。

次級繞組：

(5)

經(jīng)過式(5)的計(jì)算可知：+5V輸出的次級繞組匝數(shù)為5匝;±15V輸出的次級繞組匝數(shù)為14匝;+24V輸出的次級繞組匝數(shù)為22匝。

(5)計(jì)算氣隙長度

變壓器的氣隙長度由下式確定：

(6)

3.3 尖峰電壓吸收電路設(shè)計(jì)

功率MOSFET管在關(guān)斷時會在變壓器初級繞組上產(chǎn)生尖峰電壓和反射電壓，加上直流側(cè)的高壓，很容易損壞功率MOSFET管，這就必須加入箝位電路來箝位[4]。本設(shè)計(jì)中采用反向擊穿電壓為200V的瞬態(tài)電壓抑制器P6KE200和反向耐壓為 1 kV的RS1M型超快恢復(fù)二極管,同時采用RC阻容吸收回路，以減少尖峰電壓。[!--empirenews.page--]

3.4 改進(jìn)的啟動電路設(shè)計(jì)

如圖3(a)所示，傳統(tǒng)啟動回路采用齊納二極管DZ限制控制芯片UC3844的啟動電源的給定，當(dāng)控制芯片處于穩(wěn)定工作狀態(tài)時，直流母線側(cè)的電流依然流經(jīng)啟動電路，造成不必要的能量損失。

圖3 傳統(tǒng)啟動電路與改進(jìn)啟動電路的對比

為此，提出了一種改進(jìn)的啟動電路設(shè)計(jì)，如圖3(b)所示。初始階段，三極管Q導(dǎo)通，

直流母線電壓Vi通過R16對電容C4充電，同時直流母線電壓Vi通過電阻R15對電容C18充電，Vb處的電壓最終穩(wěn)定在如下電壓：

Vb=12+Vi*R2/(R15+R2) (7)

由于R15□R2，可以簡單的認(rèn)為Vb≈12V。由于控制芯片UC3844的啟動和關(guān)斷電壓為16V和10V,為了使Q能夠在系統(tǒng)穩(wěn)定工作后關(guān)斷，必須滿足以下條件：

(8)

三極管Q關(guān)斷后，控制系統(tǒng)進(jìn)入穩(wěn)定的工作狀態(tài)，芯片UC3844由反饋繞組進(jìn)行供電，直流母線電流不在流經(jīng)啟動電路，大大減小了損耗。

4 實(shí)驗(yàn)結(jié)果及分析

按照上面的分析，設(shè)計(jì)了基于UC3844B的多路單端反激式開關(guān)電源。主要參數(shù)如下：開關(guān)頻率f=50kHz，直流輸入電壓波動為120V□375V，直流多路輸出電壓為+5V/3A, +15V/1A， +24V/0.5A。圖4是傳統(tǒng)啟動電路和改進(jìn)啟動電路的啟動電壓波形比較圖。

由圖可以看出，當(dāng)啟動電壓達(dá)到16V時，UC3844B便進(jìn)入穩(wěn)定的工作狀態(tài)，并最終穩(wěn)定在12V。通過比較可以看出，傳統(tǒng)的控制策略需要0.4s使其啟動電壓達(dá)到16V,而改進(jìn)的控制策略僅僅需要0.1s，減小了啟動時間，提高了控制效率。

圖5是開關(guān)電源分別在輕載和重載的情況下，一次側(cè)的峰值電流和MOSFET的驅(qū)動電壓波形。由圖可以看出，MOSFET的調(diào)整周期大約為22μs,即頻率約為45kHz，占空比約為40%，滿足設(shè)計(jì)要求。通過對比還可以看出，輕載時開關(guān)電源工作在不連續(xù)模式下，一次側(cè)電流從零開始增加;重載時開關(guān)電源工作在連續(xù)模式下，一次側(cè)電流未通過零點(diǎn)，有一定的起始值。

圖4 傳統(tǒng)和改進(jìn)啟動電路的啟動電壓波形比較圖：(a)傳統(tǒng)啟動電路;(b)改進(jìn)的啟動電路

圖5 不同負(fù)載下的初級電流和觸發(fā)脈沖波形： (a)輕載;(b)重載

5 結(jié)論

本文采用電流型脈寬調(diào)制芯片UC3844B，設(shè)計(jì)了一種單端反激式多路隔離輸出輔助電源系統(tǒng)，并對其啟動電路進(jìn)行了改進(jìn)。實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明，改進(jìn)的啟動電路啟動時間明顯縮短，大大減小了能量浪費(fèi)，同時開關(guān)電源工作穩(wěn)定，滿足設(shè)計(jì)要求，具有一定實(shí)用性。

參考文獻(xiàn)

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Power for PMSM Drive System[J]. IEEE Transaction on IE, 2011.

作者簡介

李大鵬(1988-) 男，山東濟(jì)寧人，碩士研究生，研究方向?yàn)殡娏﹄娮蛹捌潆姎鈧鲃?。?/p>