3.4 光電耦合隔離與驅動電路

由于PWM波形頻率為15.6KHz，普通光耦如TLP521、4N25等由于輸出電容大，使得傳輸波形不夠陡峭，上升延遲十分明顯，所以不能采用這類光耦，而需采用高速光耦，這里我們選用6N137。6N137是一款單通道的高速光耦合器，采用砷化鋁鎵(AlGaAs)作為發(fā)光材料，典型延遲時間為45ns。其內(nèi)部檢測器由一個光敏二極管、高增益線性運放及一個肖特基二極管鉗位的集電極開路三極管組成。具有溫度、電流和電壓補償功能，高的輸入輸出隔離，LSTTL/TTL或者5V COMS兼容。其特性如下：

(1) 轉換速率高達10MBit/s;

(2) 壓擺率高達10kV/μs

(3) 邏輯電平輸入，集電極開路輸出。

其內(nèi)部結構及引腳如圖3-5所示：

圖3-5 6N137內(nèi)部結構及引腳圖

2、3腳為輸入端，8腳VCC為輸出端供電電壓，最大值為7V。7腳為使能端，內(nèi)部已上接，在懸空時為正常輸出。6腳為集電極開路輸出引腳。5腳接地。由6N137構成的隔離驅動電路如圖3-6所示(其中一路)。

圖3-6 光電耦合及驅動電路

相關參數(shù)計算如下：

1) 限流電阻計算。

根據(jù)6N137資料手冊，其內(nèi)部發(fā)光二極管導通電流為5mA，最大不超過15mA，選7.5mA，導通壓降為1.4V(典型值)。假設輸入信號高電平為5V，則限流電阻

，實際取510Ω。

2) 輸出上拉電阻選擇。

由于MOSFET驅動電壓為10-20V，這里我們?nèi)?5V，因此V1對該路驅動地G1的電壓即為15V。由于6N137工作電壓為5V，最大不能超過7V，因此需進行穩(wěn)壓處理。6N137工作電流為50mA，因此選用了TO-92封裝的5V穩(wěn)壓芯片LM78L05，該芯片輸出電流為100mA，完全能夠滿足要求，且體積小。由于光耦輸出與輸入反相，為使其驅動信號與輸入信號同相，加入Q2組成的反相器Q2同時也起著增加驅動能力的作用。Q2的基極偏置電阻R2的選擇即要滿足光耦輸出三極管快速開關的要求，也要避免對Q2驅動不足。過大時會使上升沿變慢，過小時Q2不能完全飽和導通，都將對驅動產(chǎn)生不利。綜合考慮，選擇10kΩ。

二極管D2和電容C10并聯(lián)后，串入Q2的發(fā)射極，用于加快Q2的關斷過程，使上升沿陡峭，以減小MOSEFT的開關損耗。MOSFET的柵極驅動采用互補的三極管S8050和S8550構成圖騰柱式輸出，輸出內(nèi)阻小，開關速度快，并且能提供較大的充電電流。該三極管最大電流為1.5A，TO92封裝，可滿足要求。

3.5 驅動電源設計

3.4.1 驅動電源要求及電路形式

根據(jù)H橋的工作特點，采用隔離驅動時，最少需要3路相互隔離的驅動供電電源。且還要在輸入電壓在18-30V波動時，驅動電源電壓都應穩(wěn)定在15V不變。這一功能由開關電源來實現(xiàn)。開關電源最突出的特點是體積小，效率高，不足之處是輸出紋波較大、干擾和噪聲都比較嚴重。對于本系統(tǒng)，驅動電源的主要要求是能穩(wěn)壓和隔離，紋波可以通過加大濾波電容和濾波電感來得到改善。

開關電源形式有多種，考慮到電路結構的復雜性和制作的難易程度，我們選擇由SG3525構成的推挽式隔離DC-DC。

SG3525是用于驅動N溝道功率MOSFET的電流型PWM控制器。結構上有電壓環(huán)和電流環(huán)雙環(huán)，因此，無論開關電源的電壓調整率、負載調整率和瞬態(tài)響應特性都較提高，是比較理想的PWM控制器。

SG3525內(nèi)部結構原理圖如圖3-7所示。

圖 3-7 SG3525內(nèi)部結構原理圖

DIP封裝的SG3525各引腳功能描述如下：

1.Inv.input(引腳1)：誤差放大器反向輸入端。

2.Noninv.input(引腳2)：誤差放大器同向輸入端。

3.Sync(引腳3)：振蕩器外接同步信號輸入端。

4.OSC.Output(引腳4)：振蕩器輸出端。

5.CT(引腳5)：振蕩器定時電容接入端。

6.RT(引腳6)：振蕩器定時電阻接入端。

7.Discharge(引腳7)：振蕩器放電端。該端與引腳5之間外接一只放電電阻，構成放電回路。

8.Soft-Start(引腳8)：軟啟動電容接入端。

9.Compensation(引腳9)：PWM比較器補償信號輸入端。

10.Shutdown(引腳10)：外部關斷信號輸入端。接高電平時輸出被禁止。

11.Output A(引腳11)：輸出端A。

12.Ground(引腳12)：信號地。

13.Vc(引腳13)：輸出級供電電壓接入端。

14.Output B(引腳14)：輸出端B。和引腳11互補輸出端。

15.Vcc(引腳15)：電源接入端，工作范圍為8-40V。

16.Vref(引腳16)：基準電源輸出端。該端可輸出一溫度穩(wěn)定性極好的5.1V(精度1.0%)基準源。

SG3525 內(nèi)置了5.1V精密基準源，微調至 1.0%，在誤差放大器共模輸入電壓范圍內(nèi)，無須外接分壓電組。在CT引腳和Discharge引腳之間加入一個電阻就可以實現(xiàn)對死區(qū)時間的調節(jié)功能。SG3525的軟啟動接入端(引腳8)上接一個電容即可實現(xiàn)軟件啟動。基準電壓接在誤差放大器的同相輸入端上，將輸出電壓的采樣電壓加在誤差放大器的反相輸入端上。當輸出電壓因輸入電壓的升高或負載的變化而升高時，誤差放大器的輸出將減小，PWM脈寬變窄，輸出晶體管的導通時間也變短，從而使輸出電壓回落到額定值，實現(xiàn)穩(wěn)態(tài)。反之亦然。[!--empirenews.page--]

當Shutdown(引腳10)上的信號為高電平時，禁止SG3525的輸出，同時，軟啟動電容將開始放電。如果該高電平持續(xù)，軟啟動電容將充分放電，直到關斷信號結束，才重新進入軟啟動過程。為防止外部干擾信號耦合而影響SG3525的正常工作，Shutdown引腳應通過接地電阻可靠接地。

由SG3525構成的推挽式隔離DC-DC如圖 3-8所示

圖3-8 SG3525構成的推挽式隔離DC-DC

U1LM78012及其外圍的電路構成SG3525的供電電路，將18-30V的直流轉為穩(wěn)定的12V給SG3525供電。SG3525內(nèi)部5.1V(從16腳輸出)參考源經(jīng)R4和R5分壓后接到誤差放大器的同相輸入端，作為其參考源。R6、R7、C13構成振蕩電路，其頻率由下式計算得到。

，取C13=2.2nF，R6=4.7k，R7=10，則fosc=144kHz，輸出頻率為振蕩頻率的一半，為72kHz。R9與C16構成補償電路。C17為軟啟動電容。R11為將關斷腳，直接接地使3525工作可靠穩(wěn)定。由于驅動電源提供的功率并不是很大，這里為了簡便，我們選用和H橋同型號的MOSFET：IRF540。其主要參數(shù)：VDS=100V，ID=28A，RDS(on)=77mΩ。

3.4.2 推挽變壓器設計

在確定了隔離DC-DC的電路形式和工作頻率后，還需確定輸出功率才能計算推挽變壓器參數(shù)。驅動電源提供的功率取決于H橋MOSFET的參數(shù)，而H橋的MOSFET又與電源電壓和電機的額定功率額定電流有關。電機供電電壓為18-30V，電機額定電流4.9A，而電機啟動電流約為額定電流的5倍左右，約為25A。經(jīng)查閱場效應管手冊，選擇IRF540，其主要參數(shù)已在上節(jié)介紹過。 由于對場效應管的控制實質是對輸入電容的充放電控制，驅動線路的負載為容性。由于電容上電荷的保持作用，理論上講驅動電路無需提供持續(xù)電流，但為使場效應管快速開通，需要提供足夠的充電電流。場效應管的充電電流IC由下式確定

式中 CGS-柵極到源極的電容(pF);

Ciss-輸入電容(pF);

Crss-反饋電容(pF);

VGS-柵極到源極電壓(V);

tr’-輸入脈沖上升時間(ns)。

對IRF540，Ciss=2600pF,Crss=100pF,則CGS=2500pF。

tr’由下式確定：

(3-4)

式中 Rg-脈沖驅動回路的電阻(Ω);

Ciss-輸入電容(pF)。

Rg=20Ω,Ciss=2600pF，則tr’=114ns。代入式3-2中，得到IC=200mA。因此驅動電源提供的瞬時功率至少為P=15V×200mA=7.5W(實際輸出功率可以遠遠小于此值)。由于有3路隔離輸出，因此設計輸出最大功率為24W，頻率取上節(jié)計算的72kHz。知道輸出功率和頻率后，便可對變壓器參數(shù)進行計算。

1) 計算初級匝數(shù)

由電磁感應定律可得：

(3-5)

Up是加于變壓器原邊繞組的電源電壓的有效值，為24V, f=72kHz

3) 變壓器繞法

為減小漏感和高頻趨膚效應，采用“三明治”繞法，初級和次級組都由多股并繞。具體繞法如下：初級分兩層，第一層的13T繞在最里面，再纏次級繞組的三個繞組，最后再纏初級的13T。每一層都均勻分布的繞，層與層之間用絕緣膠隔開。這樣得到的漏感最小，實際的測試效果也表明了這一點。輸出濾波電感和電容的選擇計算從略，原理圖見圖3-9。輸出電壓經(jīng)R13和R14分壓濾波后，反饋到SG3525的1腳，實現(xiàn)閉環(huán)穩(wěn)壓輸出。

圖3-9 輸出整流濾波及反饋電路