電感拓?fù)涓纳艱C-DC轉(zhuǎn)換效率

以新一代小訊號(hào)MOSFET為例，具有低汲極(Drain)/源極(Source)導(dǎo)通電阻(RDSon)和良好的開關(guān)性能，并采用小型扁平封裝，開啟中功率開關(guān)模式DC-DC轉(zhuǎn)換的應(yīng)用新領(lǐng)域。儘管高效率電源亦可采用整合型方案，但系統(tǒng)廠考量設(shè)計(jì)靈活性和成本，仍廣泛使用外部功率開關(guān)。

由于電荷幫浦等應(yīng)用常受到低電流的限制，對高輸出功率和高效率電壓轉(zhuǎn)換器而言，最佳解決方案是采用電感拓?fù)洌豁毶约痈膭?dòng)便可實(shí)現(xiàn)升壓、降壓或升降壓轉(zhuǎn)換器。圖1是一個(gè)簡單的DC-DC降壓轉(zhuǎn)換器電路圖，相較于線性穩(wěn)壓器，該電路在理想元件應(yīng)用中具有100%的轉(zhuǎn)換效能;不過，導(dǎo)通電阻不等于0歐姆(Ω)，且電晶體開關(guān)將產(chǎn)生損耗與花費(fèi)時(shí)間，電感因具有來自繞組導(dǎo)線的歐姆電阻，其磁芯也會(huì)增加損耗。

圖1 DC-DC降壓轉(zhuǎn)換器架構(gòu)圖

磁芯損耗係來自磁場變化引起小磁域運(yùn)動(dòng)而造成的，核心材料的遲滯愈厲害，損耗相對提高;另渦流也會(huì)導(dǎo)致電感磁芯損耗，因磁場變化將形成電流環(huán)路，使鐵磁性材料變熱。對高頻開關(guān)來說，線路上的電流不再占據(jù)整個(gè)線路截面，反而偏向于貼近線路表面，這就是著名的集膚效應(yīng)(Skin Effect)，將增大電阻損耗。

此外，輸出電容具有剩余電阻，也會(huì)導(dǎo)致電能損耗和溫度上升，因二極體(Diode)最終會(huì)產(chǎn)生正向電壓損耗和反向電流損耗。在現(xiàn)實(shí)條件下，這些機(jī)制與實(shí)際情況會(huì)使DC-DC轉(zhuǎn)換器效率降至75?98%之間。

模擬與實(shí)作高效率DC-DC降壓設(shè)計(jì)

以圖1的DC-DC降壓設(shè)計(jì)為例，Q1為P通道MOSFET，做為高端開關(guān)用途，當(dāng)MOSFET開啟時(shí)，L1電感上的電流線性增大：ΔIL=(ton/L1)×(VIN×VOUT)。假設(shè)VOUT恆定，開關(guān)打開時(shí)，電流持續(xù)流經(jīng)二極體D1，當(dāng)正向電壓VF對地時(shí)，D1陰極為負(fù)，電流以線性方式下降，C2緩衝輸出電壓值愈大，漣波愈小。

圖2則表示SPICE(Simulation Program with Integrated Circuit Emphasis)模擬，高端開關(guān)整合P通道MOSFET，電源V1對其供電，電感值則選定為68μH，輸出電壓采用10μF電容進(jìn)行濾波;蕭特基二極體(Schottky Diode)D1做為續(xù)流二極體。此外，N通道驅(qū)動(dòng)器MOSFET Q2則透過3.3伏特(V)高位準(zhǔn)(V2)方波發(fā)生器，從而實(shí)現(xiàn)開關(guān)動(dòng)作。本例中，開關(guān)頻率為100kHz，并在輸出端連接一個(gè)10歐姆的負(fù)載電阻。

圖2 DC-DC降壓轉(zhuǎn)換器SPICE模擬圖

圖3係模擬結(jié)果，當(dāng)Q1開啟時(shí)，流經(jīng)電感的電流IL1表現(xiàn)出線性增大，開關(guān)節(jié)點(diǎn)電壓VSW幾乎等于輸入電壓;當(dāng)Q1關(guān)閉時(shí)，流經(jīng)電感的電流下降，開關(guān)號(hào)轉(zhuǎn)為300毫伏特負(fù)電壓，即蕭特基二極體的正向電壓，輸出電流為叁角波形的平均值，約為330毫安培(mA)，輸出電壓VOUT在大約3.25伏特處保持穩(wěn)定。

圖3 DC-DC降壓轉(zhuǎn)換器電流、開關(guān)節(jié)點(diǎn)及輸出電壓模擬數(shù)據(jù)

該例中，電流在整個(gè)開關(guān)週期內(nèi)流經(jīng)電感，這種模式稱為DC-DC轉(zhuǎn)換器的持續(xù)模式，輸出電壓計(jì)算公式如公式1、2;電感電壓計(jì)算方法如公式3：

VL=L×(dIL/dt)。。。。。。(1)

VL=L×(ΔIL/Δt)。。。。。。(2)

ΔIL=VL/L×Δt.。。。。。(3)

電感儲(chǔ)存的電量則以公式4表示：

E=L/2×I2.。。。。。(4)

對于開關(guān)關(guān)閉時(shí)的靜態(tài)模式而言，電感增加的電量須等于開關(guān)打開時(shí)損耗的電量，忽略開關(guān)和二極體正向電壓的RDSon損耗，即可得出計(jì)算ΔIL的公式5：

ΔIL=VIN–VOUT)×ton=VOUT×toff

VOUT/VIN=ton/(ton+toff)= ton/T.。。。。。(5)

其中，T為週期時(shí)間，工作週期為D=ton/T、VOUT=VIN×D;本例中，VOUT= 4.5V×(7.2/10)=3.24V。極端情況下，若工作週期為1，則開關(guān)始終關(guān)閉且輸出電壓等于輸入電壓;工作週期小于1，則輸出電壓的下降多少取決于工作週期係數(shù)D。

此時(shí)，電流漣波如公式6所示：

ΔIL=(VIN–VOUT)/L×ton.。。。。。(6)

本例的數(shù)值為ΔIL=(4.5V–3.24V)/ 68μH×7.2μs=133mA。

電感拓?fù)淇奢p易變換升/降壓設(shè)計(jì)

事實(shí)上，以電感為基礎(chǔ)的DC-DC降壓轉(zhuǎn)換器，只須稍為更改拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，降壓轉(zhuǎn)換器亦可成為升壓轉(zhuǎn)換器。如圖4為一個(gè)簡單的DC-DC升壓轉(zhuǎn)換器拓?fù)洌舻投薓OSFET Q1關(guān)閉，則電感上的電流會(huì)增大，可由公式7計(jì)算：

圖4 DC-DC升壓轉(zhuǎn)換器架構(gòu)圖

ΔIL=VIN×ton.。。。。。(7)

由于陽極接地且陰極連接至C2的正電壓VOUT，二極體D1以反相模式驅(qū)動(dòng)，若開關(guān)關(guān)閉，則電流IL繼續(xù)流經(jīng)D1至輸出;若轉(zhuǎn)換器在靜態(tài)模式下工作，則可根據(jù)公式8、9、10計(jì)算：

ΔIL=VIN/L×ton=(VOUT–VIN)/L×toff.。。(8)

VIN×ton=(VOUT–VIN)×toff 。。。。。(9)

VOUT=VIN×(ton/toff+1)。。。。。。(10)

工作週期為D=ton/T;T=ton+toff。

等式的極端情況表示當(dāng)D=0，即電晶體從未開啟時(shí)，輸出電壓等于輸入電壓。這時(shí)須考慮無損耗元件，意味著二極體無正向電壓，且電感無繞組歐姆電阻和先前討論的額外損耗機(jī)制。若D接近1，則輸出電壓將快速上升，這對于安全運(yùn)行將有重大影響，因?yàn)楦吖ぷ鬟L期會(huì)造成MOSFET汲極電壓偏高。

圖5表示SPICE模擬，低端開關(guān)整合采用SOT23封裝的N通道MOSFET及蕭特基二極體，轉(zhuǎn)換器開關(guān)采用100kHz控制訊號(hào)，工作週期為0.5。至于圖6表示模擬結(jié)果，其中的曲線2代表輸出電壓，對理想元件而言，由于工作週期為0.5，輸出電壓將等于輸入的兩倍。

圖5 DC-DC升壓轉(zhuǎn)換器SPICE模擬圖

圖6 DC-DC升壓轉(zhuǎn)換器電流、電壓模擬數(shù)據(jù)

實(shí)際上，二極體的正向電壓會(huì)降低輸出電壓，曲線1表示N通道MOSFET的汲極電壓VD，其在接地電壓和VD(最大值)之間切換，可由公式11表示：

VD(max)=VIN×1/(1–D)+VF 。。。(11)

在本模擬案例中，工作週期D=0.5，VD(max)=2×VIN+VF。

小訊號(hào)MOSFET提高電路轉(zhuǎn)換效率

類似DC-DC降壓轉(zhuǎn)換器的設(shè)計(jì)，若將蕭特基二極體替換為MOSFET，同樣可提高升壓轉(zhuǎn)換器的效能，在開關(guān)週期的電流相位中開啟。圖7表示同步DC-DC升壓轉(zhuǎn)換器的拓?fù)?，其?yīng)用印刷電路板(PCB)架構(gòu)中，采用整合恩智浦(NXP)小訊號(hào)MOSFET的DC-DC降壓轉(zhuǎn)換器，因該MOSFET以SOT457、SOT23、SOT223和DFN2020MD-6(SOT1220)等小型表面組裝元件(SMD)技術(shù)封裝，將可提供極低的導(dǎo)通電阻及良好開關(guān)性能。

圖7 同步DC-DC降壓轉(zhuǎn)換器架構(gòu)圖

該印刷電路板拓?fù)湟嗖捎昧枇柼?Linear Technology)的控制器，以兩個(gè)N通道MOSFET構(gòu)成開關(guān)層級(jí)，為讓高端開關(guān)能通過電感連接節(jié)點(diǎn)，直達(dá)輸入電源，必須進(jìn)一步使用高于輸入電壓本身的控制電壓。

此一額外的電壓用于上級(jí)MOSFET的閘極控制，通過電荷幫浦產(chǎn)生，電容C25連接至開關(guān)節(jié)點(diǎn)、開關(guān)后的輸出，并通過蕭特基二極體連接穩(wěn)定電壓INTVCC(接腳12);INTVCC由內(nèi)部5伏特低壓差線性穩(wěn)壓器(LDO)提供。

當(dāng)?shù)投碎_關(guān)打開時(shí)，電容通過二極體充電，本例中，C25的一端接地，若Q2關(guān)閉、Q1打開，則充電后的電容連接至VIN，在接腳BOOST(接腳14)處，可測量電壓VIN+INTVCC–VF(二極體的正向電壓)。儘管此一升壓設(shè)計(jì)可正確驅(qū)動(dòng)高端開關(guān)，但對于電荷幫浦而言，使用低電流蕭特基二極體便已足夠。[!--empirenews.page--]

該設(shè)計(jì)采用的控制器還整合0.8伏特精密基準(zhǔn)電壓源，用于輸出電壓調(diào)節(jié)。降壓轉(zhuǎn)換器的輸出返回至FB接腳。由R41+ R39和R38組成的電阻分壓器調(diào)節(jié)輸出電壓，可由公式12計(jì)算：

VOUT=0.8V×(1+(R41+R39)/R38)。。。(12)

假設(shè)控制器以恆定頻率工作，在高電流情況下可輕鬆控制DC-DC降壓轉(zhuǎn)換器的輸出電壓，但于低電流情況下對控制要求則升高，須大幅調(diào)整工作週期，或?qū)⒖刂破鬓D(zhuǎn)換為另一種控制模式，如高負(fù)載模式。該控制器有強(qiáng)制連續(xù)、高負(fù)載和脈衝跳躍叁種工作模式;其中，高負(fù)載模式具有高效率優(yōu)點(diǎn)，但漣波更大且電磁干擾(EMI)嚴(yán)重，最合適的模式須取決于終端應(yīng)用的規(guī)格和需求。

可編程設(shè)計(jì)的開關(guān)頻率范圍為250k? 750kHz，頻率由電阻R30決定，控制器也可將內(nèi)部振盪器與外部時(shí)鐘源同步(MODE/PLLIN，接腳1)。該模式下，RC網(wǎng)路須與接腳2(FREQ)相連，做為鎖相迴路(PLL)濾波器。

掌握電壓/電流漣波設(shè)計(jì)　中功率DC-DC轉(zhuǎn)換效率增

DC-DC轉(zhuǎn)換器有多種應(yīng)用，具備外部MOSFET級(jí)的降壓轉(zhuǎn)換器控制器拓?fù)?/strong>常用于運(yùn)算和消費(fèi)性電子產(chǎn)品中。新一代系統(tǒng)單晶片(SoC)解決方案須用到許多獨(dú)立的電源電壓，以提供主機(jī)板、筆記型電腦、平板裝置、電視或機(jī)上盒(STB)等裝置優(yōu)異的電源管理方案。