現(xiàn)代的電子裝置設(shè)計須提供多個不同的直流(DC)電壓，導(dǎo)致內(nèi)部電路須透過升壓與降壓方式轉(zhuǎn)換電壓，為裝置中負責不同功能單元供電;其中，在高效率DC-DC電源轉(zhuǎn)換設(shè)計方面，以電感為基礎(chǔ)的轉(zhuǎn)換拓撲，以及應(yīng)用于各種開關(guān)的金屬氧化物半導(dǎo)體場效電晶體(MOSFET)已變得相當重要。

電感拓撲改善DC-DC轉(zhuǎn)換效率

以新一代小訊號MOSFET為例，具有低汲極(Drain)/源極(Source)導(dǎo)通電阻(RDSon)和良好的開關(guān)性能，并采用小型扁平封裝，開啟中功率開關(guān)模式DC-DC轉(zhuǎn)換的應(yīng)用新領(lǐng)域。儘管高效率電源亦可采用整合型方案，但系統(tǒng)廠考量設(shè)計靈活性和成本，仍廣泛使用外部功率開關(guān)。

由于電荷幫浦等應(yīng)用常受到低電流的限制，對高輸出功率和高效率電壓轉(zhuǎn)換器而言，最佳解決方案是采用電感拓撲，只須稍加改動便可實現(xiàn)升壓、降壓或升降壓轉(zhuǎn)換器。圖1是一個簡單的DC-DC降壓轉(zhuǎn)換器電路圖，相較于線性穩(wěn)壓器，該電路在理想元件應(yīng)用中具有100%的轉(zhuǎn)換效能;不過，導(dǎo)通電阻不等于0歐姆(Ω)，且電晶體開關(guān)將產(chǎn)生損耗與花費時間，電感因具有來自繞組導(dǎo)線的歐姆電阻，其磁芯也會增加損耗。

圖1 DC-DC降壓轉(zhuǎn)換器架構(gòu)圖

磁芯損耗係來自磁場變化引起小磁域運動而造成的，核心材料的遲滯愈厲害，損耗相對提高;另渦流也會導(dǎo)致電感磁芯損耗，因磁場變化將形成電流環(huán)路，使鐵磁性材料變熱。對高頻開關(guān)來說，線路上的電流不再占據(jù)整個線路截面，反而偏向于貼近線路表面，這就是著名的集膚效應(yīng)(Skin Effect)，將增大電阻損耗。

此外，輸出電容具有剩余電阻，也會導(dǎo)致電能損耗和溫度上升，因二極體(Diode)最終會產(chǎn)生正向電壓損耗和反向電流損耗。在現(xiàn)實條件下，這些機制與實際情況會使DC-DC轉(zhuǎn)換器效率降至75?98%之間。

模擬與實作高效率DC-DC降壓設(shè)計

以圖1的DC-DC降壓設(shè)計為例，Q1為P通道MOSFET，做為高端開關(guān)用途，當MOSFET開啟時，L1電感上的電流線性增大：ΔIL=(ton/L1)×(VIN×VOUT)。假設(shè)VOUT恆定，開關(guān)打開時，電流持續(xù)流經(jīng)二極體D1，當正向電壓VF對地時，D1陰極為負，電流以線性方式下降，C2緩衝輸出電壓值愈大，漣波愈小。

圖2則表示SPICE(Simulation Program with Integrated Circuit Emphasis)模擬，高端開關(guān)整合P通道MOSFET，電源V1對其供電，電感值則選定為68μH，輸出電壓采用10μF電容進行濾波;蕭特基二極體(Schottky Diode)D1做為續(xù)流二極體。此外，N通道驅(qū)動器MOSFET Q2則透過3.3伏特(V)高位準(V2)方波發(fā)生器，從而實現(xiàn)開關(guān)動作。本例中，開關(guān)頻率為100kHz，并在輸出端連接一個10歐姆的負載電阻。

圖2 DC-DC降壓轉(zhuǎn)換器SPICE模擬圖

圖3係模擬結(jié)果，當Q1開啟時，流經(jīng)電感的電流IL1表現(xiàn)出線性增大，開關(guān)節(jié)點電壓VSW幾乎等于輸入電壓;當Q1關(guān)閉時，流經(jīng)電感的電流下降，開關(guān)號轉(zhuǎn)為300毫伏特負電壓，即蕭特基二極體的正向電壓，輸出電流為叁角波形的平均值，約為330毫安培(mA)，輸出電壓VOUT在大約3.25伏特處保持穩(wěn)定。

圖3 DC-DC降壓轉(zhuǎn)換器電流、開關(guān)節(jié)點及輸出電壓模擬數(shù)據(jù)

該例中，電流在整個開關(guān)週期內(nèi)流經(jīng)電感，這種模式稱為DC-DC轉(zhuǎn)換器的持續(xù)模式，輸出電壓計算公式如公式1、2;電感電壓計算方法如公式3：

VL=L×(dIL/dt)。。。。。。(1)

VL=L×(ΔIL/Δt)。。。。。。(2)

ΔIL=VL/L×Δt.。。。。。(3)

電感儲存的電量則以公式4表示：

E=L/2×I2.。。。。。(4)

對于開關(guān)關(guān)閉時的靜態(tài)模式而言，電感增加的電量須等于開關(guān)打開時損耗的電量，忽略開關(guān)和二極體正向電壓的RDSon損耗，即可得出計算ΔIL的公式5：

ΔIL=VIN–VOUT)×ton=VOUT×toff

VOUT/VIN=ton/(ton+toff)= ton/T.。。。。。(5)

其中，T為週期時間，工作週期為D=ton/T、VOUT=VIN×D;本例中，VOUT= 4.5V×(7.2/10)=3.24V。極端情況下，若工作週期為1，則開關(guān)始終關(guān)閉且輸出電壓等于輸入電壓;工作週期小于1，則輸出電壓的下降多少取決于工作週期係數(shù)D。

此時，電流漣波如公式6所示：

ΔIL=(VIN–VOUT)/L×ton.。。。。。(6)

本例的數(shù)值為ΔIL=(4.5V–3.24V)/ 68μH×7.2μs=133mA。

電感拓撲可輕易變換升/降壓設(shè)計

事實上，以電感為基礎(chǔ)的DC-DC降壓轉(zhuǎn)換器，只須稍為更改拓撲結(jié)構(gòu)，降壓轉(zhuǎn)換器亦可成為升壓轉(zhuǎn)換器。如圖4為一個簡單的DC-DC升壓轉(zhuǎn)換器拓撲，若低端MOSFET Q1關(guān)閉，則電感上的電流會增大，可由公式7計算：

圖4 DC-DC升壓轉(zhuǎn)換器架構(gòu)圖

ΔIL=VIN×ton.。。。。。(7)

由于陽極接地且陰極連接至C2的正電壓VOUT，二極體D1以反相模式驅(qū)動，若開關(guān)關(guān)閉，則電流IL繼續(xù)流經(jīng)D1至輸出;若轉(zhuǎn)換器在靜態(tài)模式下工作，則可根據(jù)公式8、9、10計算：

ΔIL=VIN/L×ton=(VOUT–VIN)/L×toff.。。(8)

VIN×ton=(VOUT–VIN)×toff 。。。。。(9)

VOUT=VIN×(ton/toff+1)。。。。。。(10)

工作週期為D=ton/T;T=ton+toff。

等式的極端情況表示當D=0，即電晶體從未開啟時，輸出電壓等于輸入電壓。這時須考慮無損耗元件，意味著二極體無正向電壓，且電感無繞組歐姆電阻和先前討論的額外損耗機制。若D接近1，則輸出電壓將快速上升，這對于安全運行將有重大影響，因為高工作週期會造成MOSFET汲極電壓偏高。

圖5表示SPICE模擬，低端開關(guān)整合采用SOT23封裝的N通道MOSFET及蕭特基二極體，轉(zhuǎn)換器開關(guān)采用100kHz控制訊號，工作週期為0.5。至于圖6表示模擬結(jié)果，其中的曲線2代表輸出電壓，對理想元件而言，由于工作週期為0.5，輸出電壓將等于輸入的兩倍。

圖5 DC-DC升壓轉(zhuǎn)換器SPICE模擬圖

圖6 DC-DC升壓轉(zhuǎn)換器電流、電壓模擬數(shù)據(jù)

實際上，二極體的正向電壓會降低輸出電壓，曲線1表示N通道MOSFET的汲極電壓VD，其在接地電壓和VD(最大值)之間切換，可由公式11表示：

VD(max)=VIN×1/(1–D)+VF 。。。(11)

在本模擬案例中，工作週期D=0.5，VD(max)=2×VIN+VF。

小訊號MOSFET提高電路轉(zhuǎn)換效率

類似DC-DC降壓轉(zhuǎn)換器的設(shè)計，若將蕭特基二極體替換為MOSFET，同樣可提高升壓轉(zhuǎn)換器的效能，在開關(guān)週期的電流相位中開啟。圖7表示同步DC-DC升壓轉(zhuǎn)換器的拓撲，其應(yīng)用印刷電路板(PCB)架構(gòu)中，采用整合恩智浦(NXP)小訊號MOSFET的DC-DC降壓轉(zhuǎn)換器，因該MOSFET以SOT457、SOT23、SOT223和DFN2020MD-6(SOT1220)等小型表面組裝元件(SMD)技術(shù)封裝，將可提供極低的導(dǎo)通電阻及良好開關(guān)性能。

圖7 同步DC-DC降壓轉(zhuǎn)換器架構(gòu)圖

該印刷電路板拓撲亦采用凌力爾特(Linear Technology)的控制器，以兩個N通道MOSFET構(gòu)成開關(guān)層級，為讓高端開關(guān)能通過電感連接節(jié)點，直達輸入電源，必須進一步使用高于輸入電壓本身的控制電壓。

此一額外的電壓用于上級MOSFET的閘極控制，通過電荷幫浦產(chǎn)生，電容C25連接至開關(guān)節(jié)點、開關(guān)后的輸出，并通過蕭特基二極體連接穩(wěn)定電壓INTVCC(接腳12);INTVCC由內(nèi)部5伏特低壓差線性穩(wěn)壓器(LDO)提供。

當?shù)投碎_關(guān)打開時，電容通過二極體充電，本例中，C25的一端接地，若Q2關(guān)閉、Q1打開，則充電后的電容連接至VIN，在接腳BOOST(接腳14)處，可測量電壓VIN+INTVCC–VF(二極體的正向電壓)。儘管此一升壓設(shè)計可正確驅(qū)動高端開關(guān)，但對于電荷幫浦而言，使用低電流蕭特基二極體便已足夠。[!--empirenews.page--]

該設(shè)計采用的控制器還整合0.8伏特精密基準電壓源，用于輸出電壓調(diào)節(jié)。降壓轉(zhuǎn)換器的輸出返回至FB接腳。由R41+ R39和R38組成的電阻分壓器調(diào)節(jié)輸出電壓，可由公式12計算：

VOUT=0.8V×(1+(R41+R39)/R38)。。。(12)

假設(shè)控制器以恆定頻率工作，在高電流情況下可輕鬆控制DC-DC降壓轉(zhuǎn)換器的輸出電壓，但于低電流情況下對控制要求則升高，須大幅調(diào)整工作週期，或?qū)⒖刂破鬓D(zhuǎn)換為另一種控制模式，如高負載模式。該控制器有強制連續(xù)、高負載和脈衝跳躍叁種工作模式;其中，高負載模式具有高效率優(yōu)點，但漣波更大且電磁干擾(EMI)嚴重，最合適的模式須取決于終端應(yīng)用的規(guī)格和需求。

可編程設(shè)計的開關(guān)頻率范圍為250k? 750kHz，頻率由電阻R30決定，控制器也可將內(nèi)部振盪器與外部時鐘源同步(MODE/PLLIN，接腳1)。該模式下，RC網(wǎng)路須與接腳2(FREQ)相連，做為鎖相迴路(PLL)濾波器。

掌握電壓/電流漣波設(shè)計　中功率DC-DC轉(zhuǎn)換效率增

DC-DC轉(zhuǎn)換器有多種應(yīng)用，具備外部MOSFET級的降壓轉(zhuǎn)換器控制器拓撲常用于運算和消費性電子產(chǎn)品中。新一代系統(tǒng)單晶片(SoC)解決方案須用到許多獨立的電源電壓，以提供主機板、筆記型電腦、平板裝置、電視或機上盒(STB)等裝置優(yōu)異的電源管理方案。

由于電源範圍最高可達數(shù)百瓦，最低僅數(shù)瓦，在桌上型電腦中，DC-DC轉(zhuǎn)換器須提供高達100安培的電流和130瓦功率，開關(guān)級MOSFET採用無損封裝(LFPAK)或QFN 5×6封裝的趨勢也逐漸盛行，一般筆電和小筆電的功率需求相對較小，功耗範圍為18~55瓦。開關(guān)MOSFET主要採用SO-8和QFN 3×3封裝。電視、機上盒或平板電腦等消費性電子的應(yīng)用，功耗要求為7~15瓦。

對于中等功率範圍而言，目前可用QFN 3×3、QFN 2×2或SOT457等具有更小封裝的小訊號MOSFET來替代SO-8。為達到所需的電流漣波，須仔細選擇用于降壓轉(zhuǎn)換器的電感值。電流漣波更大，則輸出電壓漣波也更大;漣波增加，則電感更小、輸入電壓更高，若開關(guān)頻率降低，則將進一步增大。

ΔIL可由下列公式13算出：

ΔIL=VIN/L×ton=VOUT/L×toff.。。(13)

其中，T=ton+toff=1/f

得到公式14：

ΔIL=(VOUT/L)×(1–VOUT/VIN)×1/f.。。(14)

此時表示L=(VOUT/ΔIL)×(1–VOUT/VIN)×1/f。在極端情況下，電路會以連續(xù)模式的極限運行，電流在再次增大之前會完全降為零，可得出公式15： ΔIL=2×I(均值)。。。。。。(15)

代換ΔIL后，L=VOUT×(1–VOUT/VIN)/2×I(均值)×f

實際上，漣波電流ΔIL一般約為最大電流的30%，輸出電壓的漣波不僅取決于電感和ΔIL，還與輸出電容的電容值有關(guān)，電容愈大，漣波愈小。圖8為流入電容的電流波形圖，無損耗電容的計算方式如公式16：

圖8 電容電流與時間的關(guān)係示意圖

。。。。。。(16)

對于t0至t1，IC=ΔIL/ton×t;對于t1至t2，IC=ΔIL/toff×t。

電容漣波電壓如公式17所示：

。。。。。。(17)

當T=ton+toff=1/f時，可進一步得出公式18：

VC_ripple=ΔIL/(C×8×f)。。。。。。(18)

此外，實際電容須考慮等效串聯(lián)電阻(ESR)，因此可得出公式19：

VC_ripple=ΔIL×(ESR+1(8×F×Cout))?(19)

做為開關(guān)的MOSFET則須考慮兩個損耗過程，一個是歐姆損耗，由剩余導(dǎo)通電阻RDSon造成;第二個損耗產(chǎn)生于開關(guān)瞬變。由于MOSFET并非理想的電源開關(guān)，從關(guān)閉到開啟狀態(tài)(或開啟到關(guān)閉)仍存有短暫的導(dǎo)通時間。

RDSon損耗也稱I2R損耗，可通過公式20計算(lout表示RMS值)：

。。。。。。(20)

其工作週期為D=ton/T，項數(shù)1+δ包含與MOSFET的RDSon有關(guān)的溫度。δ典型值為δ=(0.005/℃)×(Tj–25℃)

低端開關(guān)則與其相似，由于當高端開關(guān)關(guān)閉時，同步MOSFET接通，因此I2R損耗可由公式21計算：

。。。。。。(21)

汲極電流/電壓影響MOSFET開關(guān)性能

至于轉(zhuǎn)變損耗，僅高端開關(guān)受此機制影響，塬因在于所採用的續(xù)流二極體(圖8中的D1)已接通，它將同步MOSFET上的電壓降至較小的正向電壓VF，若電路不含續(xù)流二極體，則情形有所不同。MOSFET的RDSon損耗須計入本體二極體的損耗，若不使用續(xù)流蕭特基二極體，則效率通常受較高的VF和本體二極體反向恢復(fù)時間的影響。

圖9表示MOSFET開關(guān)性能的測試電路，包含閘極至源極CGS、汲極至閘極CDG的寄生電容。電流源IG為控制閘極，在源極另一個電流源與一個續(xù)流二極體并聯(lián)，隨后連接VSS，只要MOSFET為關(guān)閉狀態(tài)，電流便流經(jīng)該二極體。導(dǎo)通過程中，若電流源IG打開，CGS的電壓線性上升，直至達到閘極-源極閾值電壓VGS(th)。此時開始有汲極電流通過，表示MOSFET在t0階段依然處于關(guān)閉狀態(tài)。

圖9 MOSFET開關(guān)性能測試塬理圖

汲極電流在t1階段上升。同時閘極電壓上升，直至達到VGS(pl)。VGS(pl)通常稱為MOSFET的臺階電壓。它在資料手冊中一般不會明確提及，但可由塬理圖中的閘極電荷與閘極-源極電壓衍生出來，在詳細資料手冊中可找到。t0和t1階段過后，電荷為Q0=Vpl×(CGS+CDS)。

在下一個t2階段，汲極電壓下降，閘極-源極電壓VGS保持恆定，為VGS(pl)。電荷Q1以相反方向?qū)DS充電，Q1=VSS ×CDS。CDS有別于雙極電晶體，它與米勒電容類似，且對MOSFET的開關(guān)性能有巨大影響。在t3階段閘極電壓再次增大，直到達到所需的最大閘極電壓，此時電流源被截流。FET的RDSon進一步降低。閘極驅(qū)動器提供額外的電荷Q2如公式22所示：

Q2=(VGS(t4)–VGS(pl))×(CGS+CDS)。。。(22)

總電荷則為QG=Q0+Q1+Q2，對功率MOSFET而言，該電荷可輕易超過100nC，計算方式如公式23：

IG=QG/ts.。。。。。(23)

由此可見，閘極電流可經(jīng)計算達到開關(guān)時間ts，若須較短的轉(zhuǎn)換時間，就要使用強大的驅(qū)動器控制MOSFET，以保持較低的開關(guān)損耗。在t1階段，MOSFET具有完全的輸入電壓，此時汲極電流增加;在下一個t2階段，ID定而汲極-源極電壓VDS下降，主要開關(guān)損耗均產(chǎn)生于這兩個開關(guān)階段;而t3階段損耗極小，可忽略，RDSon下降到最小值，此時達到最終VGS電壓。

開啟時的開關(guān)損耗發(fā)生于t1和t2階段，最主要損耗發(fā)生在t2，此時MOSFET的閘極電壓保持在臺階電壓V(pl)。損耗可由公式24計算：

PSW(on)=VIN×I/2×(t3+t1)×1/T?(24)

轉(zhuǎn)換器的開關(guān)頻率為fSW=1/T，MOSFET的關(guān)斷特性與開啟時類似?？傞_關(guān)損耗可由公式25計算：

PSW=VIN×1/T×(Imin/2×ton+Imax/ 2×toff)。。。。。。(25)

開關(guān)時間將取決于驅(qū)動器的電流驅(qū)動能力和MOSFET的閘極電阻，假設(shè)開啟和關(guān)斷時的驅(qū)動電流相等，則開關(guān)時間為tSW=QG/Idrive

LTC3851 tSW可由公式26估算：

tSW=QG×Rdrive/(Vdrive–VGS(th))。。。(26)

控制器的Rdrive約為2歐姆，與其有關(guān)的電壓是驅(qū)動器電壓INTVCC–V(th)。

小訊號MOSFET轉(zhuǎn)換/散熱效率俱優(yōu)

顯而易見，小訊號MOSFET適合中等功率DC-DC轉(zhuǎn)換，若閘極-源極電壓為4.5伏特，可提供15毫歐姆的RDSon，對SOT457元件而言，這是非常小的電阻，可提供更優(yōu)異的電源轉(zhuǎn)換效率，再加上採用銅片引線框架，讓封裝尺寸縮小，亦可具有良好散熱性能。

圖10是一張熱成像照片，說明此一參考設(shè)計的DC-DC轉(zhuǎn)換器PCB的輸出電流為6安培，并將電壓從10伏特降為1.5伏特，由于工作週期低至0.15，低端開關(guān)比高端開關(guān)散發(fā)更大的熱量;而該元件的溫度約為80℃，可推斷結(jié)點溫度Tj通常比封裝表面高5?10℃，故本測試中，Tj低于90℃。

圖10 內(nèi)建DC-DC轉(zhuǎn)換器的PCB熱成像照片

高效率中等功率DC-DC轉(zhuǎn)換器可採用小訊號MOSFET設(shè)計，P通道MOSFET作為高端開關(guān)，與蕭特基二極體共同組成簡單轉(zhuǎn)換器，其中，蕭特基二極體須具低正向電壓，採用緊湊型扁平功率封裝，若還須進一步提升效率，則要改採同步DC-DC轉(zhuǎn)換器。