摘要：本文詳細(xì)分析了65W 諧振工作模式的反激變換器在全電壓輸入范圍內(nèi)的關(guān)鍵元器件的損耗，給出了全電壓工作范圍內(nèi)變換器效率的計(jì)算曲線和實(shí)測(cè)曲線，對(duì)于理論分析變換器效率及提高諧振工作模式變換器的效率有指導(dǎo)意義。

關(guān)鍵詞：UCC28600;反激變換器;諧振;效率;

1.變換器輸入輸出電氣參數(shù)：

本文的分析和設(shè)計(jì)基于65W 輸出的筆記本適配器，輸入直流電壓Vin 為: 100~370V DC;輸出直流電壓電流為: 18V/3.6A 。根據(jù)輸入輸出條件，設(shè)定低壓滿載是65KHZ 工作頻率。按變換器的常規(guī)設(shè)計(jì)得到：Np: Ns=6:1 ，Lp=290uH。其他相關(guān)設(shè)計(jì)參數(shù)及原理圖可參考文獻(xiàn)2 及附錄。

2.主要元器件的損耗分析

2.1.全范圍輸入電壓時(shí)占空比及工作頻率的變化

變換器全范圍工作在準(zhǔn)諧振谷底開通模式，所以滿足Flyback 基本的輸出輸出公式，可根據(jù)如下公式，計(jì)算得到滿載時(shí)占空比在全電壓輸入時(shí)的變化規(guī)律，其中D(Vin)為占空比D 和Vin 的函數(shù)關(guān)系，其變化規(guī)律如圖1 所示，其中Vo 為輸出電壓，Vd為副邊整流肖特基的導(dǎo)通壓降：

可以按如下的計(jì)算方式得到全電壓輸入時(shí)變換器工作頻率變化規(guī)律如圖2 所示，其中Lp 為變壓器原邊電感量，Ipk_p(Vin)為原邊峰值電流和輸入電壓的函數(shù)關(guān)系， f(Vin)為變換器工作頻率和輸入電壓的函數(shù)關(guān)系，Ton 和Toff 分別為導(dǎo)通和關(guān)斷時(shí)間。

2.2.Mosfet 的損耗分析

如圖3 為變換器實(shí)際工作在諧振模式時(shí)Vds 的工作波形，可見Mosfet 開通時(shí)，變壓器的原邊電感Lp 和Cds 之間諧振，開通時(shí)電壓諧振到Vin-(Vout+Vd)，此時(shí)電流從零開始增加，大大的降低了開通時(shí)的損耗，這是諧振工作模式的優(yōu)勢(shì)。

Mosfet 的損耗分為4 個(gè)部分，關(guān)斷損耗，導(dǎo)通損耗，開通損耗及驅(qū)動(dòng)損耗，在該設(shè)計(jì)中使用的SPP11N60C3 Mosfet，可以根據(jù)Mosfet 的全范圍輸入時(shí)電壓電流的變換規(guī)律，計(jì)算 分析Mosfet 的全輸入范圍的損耗分布，其中驅(qū)動(dòng)損耗主要和工作頻率關(guān)系較大，導(dǎo)通損耗需估計(jì)其熱效應(yīng)的影響，按結(jié)溫100⁰C 估算，圖中可見關(guān)斷損耗隨輸入電壓增加而增加。

2.3.整流橋及副邊整流肖特基損耗分析

在本設(shè)計(jì)中，副邊整流肖特基選用STPS20120CT，100⁰C 時(shí)，VF=0.6V。如下圖5 顯示整流橋及肖特基的損耗在全范圍輸入時(shí)的變化，其中BD(Vin)和 D(Vin)分別為整流橋和肖特基的損耗。

2.4. 變壓器損耗分析

本設(shè)計(jì)中，使用RM10 的磁芯，該磁芯有效截面積較大，漏磁較小，在滿足飽和磁通余量的情況下，設(shè)計(jì)匝比為N1：N2=36T :6 T，其中可查的,可以根據(jù)如下公式得到全范圍最大磁通量的變化規(guī)律如圖6，可見在輸入電壓最低的時(shí)候，磁通量為最大值。所以在設(shè)計(jì)時(shí)需要保證滿載輸入電壓最低時(shí)，保證此時(shí)磁通量小于飽和磁通并留有一定的裕量。

在滿足集膚效應(yīng)和鄰近效應(yīng)的基礎(chǔ)上，使用三明治繞法，漏感較小，原邊為Φ0.3*3，副為Φ0.5*4，如圖7 顯示了其在全范圍輸入的情況下其損耗的變化規(guī)律。其中 Pwinding 為變壓器的銅損，Ploss_core 為鐵損，鐵損主要和磁芯的材質(zhì)關(guān)系較大。

2.5.輸入濾波電容及原邊電流檢測(cè)電阻損耗分析

如圖8 為滿載時(shí)全范圍電壓輸入時(shí)輸入電容與原邊電流檢測(cè)電阻損耗變化。原邊電阻的損耗主要和通過該電阻的電流有效值有關(guān)系，輸入電容的損耗和其流通的電流有效值有關(guān)系。

2.6.其他損耗分析

變換器的其他損耗主要分為：原邊電流檢測(cè)電阻損耗，輸出濾波LC 的損耗，輸入電容損耗，RCD clamp吸收回路的損耗，IC 的供電損損耗，EMI 濾波器的損耗以及PCB 走線的損耗。如下圖9 為這些損耗的總結(jié)，其中EMI 濾波器的損耗以及PCB 走線的損耗主要是電阻性的損耗。

3.理論分析和實(shí)測(cè)效率的對(duì)比分析

根據(jù)以上的分析，可以得到變換器的總損耗如下，將這些損耗累加，可以得到如圖10 全部損耗在全范圍輸入電壓內(nèi)的變化規(guī)律，從而可以得到全范圍輸入電壓時(shí)的效率變化規(guī)律如圖11 所示。

基于上述設(shè)計(jì)和TI 的諧振控制器UCC28600EVM，測(cè)試得到實(shí)際的變換器效率如下圖12 所示。可見，計(jì)算得到的效率變化規(guī)律和實(shí)測(cè)的效率曲線基本相同，較為真實(shí)的反映了變換器的理論計(jì)算。實(shí)際計(jì)算時(shí)建立的工作模型越接近實(shí)際工作模型，計(jì)算的結(jié)果會(huì)越準(zhǔn)確?？梢愿鶕?jù)上述的分析方法在設(shè)計(jì)中優(yōu)化變換器的效率，其中變壓器和開關(guān)器件是優(yōu)化的重點(diǎn)。

4.結(jié)論

通過以上的分析和測(cè)試，可得如下結(jié)論：

1. 對(duì)于諧振工作模式的反激變換器，最低電壓輸入時(shí)，滿載的變換器的效率最低，磁通量為最大值，需要針對(duì)最低輸入電壓去評(píng)估變壓器的飽和磁通量并留有一定的裕量。

2. 由于最低輸入電壓時(shí)變換器效率最低，此時(shí)變換器損耗最大，實(shí)際設(shè)計(jì)時(shí)可以根據(jù)此時(shí)的損耗去評(píng)估整個(gè)系統(tǒng)的熱設(shè)計(jì)。

3. 效率的計(jì)算結(jié)果和 實(shí)測(cè)效率接近，使用本文損耗計(jì)算方式是一種有效的評(píng)估效率的手段，可以根據(jù)上述的分析方法優(yōu)化變換器的效率。

5.參考文獻(xiàn)：

1. UCC28600 QUASI-RESONANT FLYBACK CONTROLLER datasheet

Texas Instruments http://www.ti.com.cn/cn/lit/ds/slus646j/slus646j.pdf

2. Quasi-Resonant Flyback Converter Universal Off-Line Input 65-W Evaluation Module

Texas Instruments http://www.ti.com.cn/cn/lit/ug/sluu263c/sluu263c.pdf