摘要：設(shè)計(jì)了高壓直流開關(guān)電源，主電路采用兩級(jí)結(jié)構(gòu)，前級(jí)為具有軟開關(guān)的有源功率因數(shù)校正（APFC）電路，能夠降低諧波含量，提高功率因數(shù)，降低開關(guān)管損耗。后級(jí)采用在初級(jí)加箝位二極管的改進(jìn)型零電壓開關(guān)（ZVS）移相全橋變換器，有效抑制了次級(jí)整流橋輸出振蕩和電壓尖峰，減少了損耗及輸出紋波。對(duì)控制系統(tǒng)進(jìn)行合理設(shè)計(jì)，提高了控制精度及開關(guān)電源性能。最后研制廠一臺(tái)2.4 kW實(shí)驗(yàn)樣機(jī)，通過實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證了電源系統(tǒng)設(shè)計(jì)的可行性。

關(guān)鍵詞：開關(guān)電源；有源功率因數(shù)校正；箝位二極管

在國內(nèi)，低壓通信電源較成熟，高壓開關(guān)電源尚處于研究階段。一般大功率直流開關(guān)電源輸入多采用220 V交流電網(wǎng)，為降低對(duì)電網(wǎng)的諧波污染，提高輸入端功率因數(shù)，一般要經(jīng)過PFC級(jí)整流，然后將PFC級(jí)輸出電壓送入DC/DC級(jí)進(jìn)行變換。但高壓直流開關(guān)電源輸出電壓較大，會(huì)對(duì)DC/DC級(jí)產(chǎn)生較大影響。

此處研制的高壓直流開關(guān)電源采用兩級(jí)變換裝置，前級(jí)220 V交流經(jīng)過不控整流和APFC得到380 V穩(wěn)定直流；后級(jí)選擇在初級(jí)加箝位二極管的改進(jìn)型ZVS移相全橋變換器，經(jīng)過變壓器變壓和隔離，采用全橋不控整流和LC濾波，最終得到精密的240 V直流輸出。設(shè)計(jì)了控制系統(tǒng)，選擇合理的參數(shù)提高開關(guān)電源性能，并通過實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證了設(shè)計(jì)的可行性和有效性。

2 主電路的設(shè)計(jì)

2.1 有源功率因數(shù)校正電路

APFC采用全控開關(guān)器件構(gòu)成的開關(guān)電路對(duì)輸入電流波形進(jìn)行控制，使輸入電流成為與電源電壓同相的正弦波，功率因數(shù)高達(dá)0.995,從而徹底解決了整流電路的諧波污染和功率因數(shù)低的問題。此處采用軟開關(guān)單相APFC,其主電路如圖1所示。

2.1.1 APFC軟開關(guān)電路

圖1中，為了讓主開關(guān)管VQ實(shí)現(xiàn)ZVS,引入了輔助開關(guān)管VQx,在每一次VQ需要進(jìn)行狀態(tài)轉(zhuǎn)換前，先導(dǎo)通VQx,使輔助電路諧振，為VQ創(chuàng)造軟開關(guān)條件。VQ完成狀態(tài)轉(zhuǎn)換后，盡快關(guān)斷VQx,使輔助電路停止諧振，電路重新以常規(guī)PWM方式運(yùn)行。

2.1.2 APFC軟開關(guān)諧振參數(shù)的選取

軟開關(guān)APFC電路中一個(gè)重要參數(shù)就是諧振電感L1.L1可由二極管VDR的反向恢復(fù)時(shí)間tVDR來估算，取諧振電感電流iL1上升時(shí)間tr=3tVD R,則最大電流上升率可確定為：

di/dt=ILmax/（3tVDR） （1）

式中：ILmax為最大電感電流。

L1的表達(dá)式為：

L1=Uo/（di/dt） （2）

式中：Uo為APFC輸出電壓。

實(shí)際選取L1=5μH.

2.2 ZVS移相全橋變換器

ZVS移相全橋變換器充分利用主電路寄生參數(shù)，如開關(guān)器件的寄生電容、變壓器漏感和線路電感等來實(shí)現(xiàn)軟開關(guān)。DC/DC級(jí)選用初級(jí)加箝位二極管的改進(jìn)型ZVS全橋變換器，如圖2所示。變換器在一個(gè)開關(guān)周期有18種開關(guān)模態(tài)，其工作波形如圖3所示。

2.2.1 移相全橋ZVS的實(shí)現(xiàn)

開關(guān)管零電壓關(guān)斷的原因是由于存在結(jié)電容，導(dǎo)致兩端電壓不能突變。零電壓開通則需要足夠的能量給將要開通的開關(guān)管結(jié)電容放電，給關(guān)斷的開關(guān)管結(jié)電容充電，同時(shí)還要抽走變壓器初級(jí)繞組中寄生電容CTR中的電荷。對(duì)于超前橋臂，該能量由諧振電感Lr和折算到初級(jí)的濾波電感Lf串聯(lián)共同提供，Lf很大，所以容易實(shí)現(xiàn)ZVS.而對(duì)于滯后橋臂，由于此時(shí)變壓器次級(jí)被短路，能量?jī)H由Lr提供，所以滯后橋臂實(shí)現(xiàn)ZVS較困難。特別是負(fù)載很輕時(shí)，Lr中的能量不夠完成結(jié)電容的充放電轉(zhuǎn)換，滯后橋臂就不能實(shí)現(xiàn)ZVS.為滿足滯后橋臂的ZVS,必須使Lr取值較大。

2.2.2 次級(jí)占空比丟失問題

次級(jí)占空比Ds小于初級(jí)占空比Dp,其差值即為次級(jí)占空比丟失，即Dlose=Dp-Ds.占空比丟失原因是初級(jí)電流ip由正向（或負(fù)向）變化到負(fù)向（或正向），負(fù)載電流需要一段時(shí)間，即為圖3中的[t3~t6]和[t12~t15].在這段時(shí)間內(nèi)，雖然初級(jí)有電壓，但ip不足以提供負(fù)載電流，次級(jí)整流管全部導(dǎo)通，變壓器初、次級(jí)短路，負(fù)載處于續(xù)流階段，整流輸出為零。這樣次級(jí)就丟失了[t3~t6]和[t12~t15]這兩段時(shí)間的方波電壓，它與開關(guān)周期Ts的比值即為Dloss,Dloss=（t3,6+t12,15）/Ts=2t3,6/Ts,其中t3,6=Lr[ILf（t3）-ILf（t6）/K]/Uin,則可得：

Dloss=2Lr[ILf（t3）-ILf（t6）/K]/（UinTs） （3）

由式（3）可知，Dloss與Lr和iLf成正比，與Uin和變壓器變比K成反比。因此，Lr的值需權(quán)衡取值，既要在盡可能寬的范圍內(nèi)保證軟開關(guān)，又不能太大，以免造成較大的占空比丟失。

2.2.3 諧振電感的選取

滯后橋臂要實(shí)現(xiàn)ZVS,Lr必須滿足：

式中：I為滯后開關(guān)管關(guān)斷時(shí)ip的大小；Coss為開關(guān)管在Uin時(shí)的輸出電容。

選擇在1/3負(fù)載以上實(shí)現(xiàn)滯后橋臂軟開關(guān)，要求輸出濾波電感電流的最大脈動(dòng)量△ILf為最大輸出電流的20%,則：

I=（Io/3+△ILf/2）/K=4.09 A （5）

由式（4）可求出Lr>19μH,實(shí)際選擇20μH.

2.2.4 次級(jí)整流橋輸出寄生振蕩的抑制

ZVS移相全橋變換器輸出整流二極管都未工作在軟開關(guān)狀態(tài)，存在反向恢復(fù)的過程。在輸出整流二極管換流時(shí)，Lr（包括變壓器漏感）和整流橋二極管的結(jié)電容及變壓器寄生電容之間會(huì)發(fā)生諧振，使整流橋輸出產(chǎn)生寄生振蕩和電壓尖峰。此處通過初級(jí)加箝位二極管來解決這一突出問題。為詳細(xì)說明箝位二極管的抑制作用，針對(duì)圖3中t∈[t7,t8]這一模態(tài)進(jìn)行分析：在t7時(shí)刻，由于Lr與CVDR1和CVDR4諧振工作，使得兩者的電壓上升至Uin/K,此時(shí)uBC上升至Uin,C點(diǎn)電位變?yōu)榱?，箝位管VDVQ2導(dǎo)通，將uBC箝位在Uin,則CVDR1和CVDR4的電壓被箝位在Uin /K,防止其電壓繼續(xù)上升，從而消除了整流橋的振蕩尖峰和二極管反向恢復(fù)造成的損耗。此時(shí)，iLr=-I4,ip=iLr+iVDVQ2.到t8時(shí)刻，iVD VQ2線性下降至零，VDVQ2自然關(guān)斷，模態(tài)結(jié)束。

2.2.5 變壓器初級(jí)直流分量的抑制

實(shí)際電路中，開關(guān)管的開關(guān)速度或?qū)▔航挡煌蜷_關(guān)管的驅(qū)動(dòng)信號(hào)不一致時(shí)，功率轉(zhuǎn)換電路便工作在不平衡狀態(tài)。此時(shí)磁通變化幅度不相同，工作區(qū)域?qū)⑵蛞粋€(gè)象限，引起磁芯單向飽和并產(chǎn)生過大的ip,從而導(dǎo)致開關(guān)管的損壞，最終使變換器不能正常工作。為了讓全橋變換電路更可靠的工作，抑制變壓器初級(jí)電壓的直流分量采用變壓器初級(jí)串接隔直電容Cb.Cb和輸出濾波電感折算到初級(jí)的電感值形成串聯(lián)諧振網(wǎng)絡(luò)，諧振頻率表達(dá)式如下：

折算到變壓器初級(jí)的濾波電感值LLf=K2Lf.為了盡可能讓Cb充放電呈線性化，fT必須遠(yuǎn)小于變換器的開關(guān)頻率fs,取fr=0.1fs,由式（6），LLf=K2Lf及fr=0.1fs可求得Cb=1.2μF,實(shí)際取兩個(gè)1μF/400 V的云母電容并聯(lián)。

3 控制系統(tǒng)的設(shè)計(jì)

3.1 APFC控制方案

APFC控制采用平均電流法，系統(tǒng)框圖見圖4.采用電流、電壓雙閉環(huán)控制，電流環(huán)使輸入電流更接近正弦波，電壓環(huán)使APFC輸出電壓穩(wěn)定。

此處通過APFC控制器UCC3818實(shí)現(xiàn)雙環(huán)控制，其輸出的PWM脈沖可直接驅(qū)動(dòng)開關(guān)管。雙環(huán)調(diào)節(jié)器如圖5所示。

通過計(jì)算電壓、電流環(huán)增益和穿越頻率即可確定相應(yīng)PI參數(shù)，實(shí)際設(shè)計(jì)參數(shù)為：Ru=56 kΩ，Cu1=3.3μF,Cu2=0.3μF,Ri=16 kΩ，Ci1 =Ci2=1.1 nF.

3.2 ZVS全橋變換器控制方案

DC/DC級(jí)采用單電壓環(huán)控制模式，并在電壓環(huán)基礎(chǔ)上加上了限流環(huán)，正常情況下限流環(huán)不工作，只由電壓環(huán)控制輸出電壓，一旦輸出電流超過限流值，就由限流環(huán)工作，通過減小輸出電壓將輸出電流穩(wěn)定在限流值上。該控制通過UCC3895芯片實(shí)現(xiàn)，控制系統(tǒng)框圖如圖6所示。

選擇超前-滯后補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)實(shí)現(xiàn)控制，與一般滯后補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)相比，該網(wǎng)絡(luò)增加了微分環(huán)節(jié)，提高了控制系統(tǒng)的動(dòng)態(tài)性能。具體環(huán)節(jié)如圖7所示。

補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)的傳遞函數(shù)Gc（s）={（1+sR2C1）[1+s（R1+R3）C3]}/{[sR1（C1+C2）][1+sR2C1C2/（C1+C2）]（1+sR3C3）}.

對(duì)ZVS移相全橋變換器進(jìn)行小信號(hào)建模并采用零極點(diǎn)補(bǔ)償法對(duì)參數(shù)進(jìn)行設(shè)計(jì)，實(shí)際所選參數(shù)為：R1=91 kΩ，R2=4.8 kΩ，R3=2 kΩ，C1= 0.1μF,C2=0.02μF,C3=1μF.

4 實(shí)驗(yàn)結(jié)果

為驗(yàn)證高壓直流開關(guān)電源主電路結(jié)構(gòu)和控制方案的可行性，研制了一臺(tái)2.4 kW的實(shí)驗(yàn)樣機(jī)。主要電路參數(shù)：APFC部分為交流220 V輸入，輸出直流電壓380 V:ZVS全橋變換器部分，輸出直流電壓240 V,輸出電流10 A,主功率開關(guān)管VQ1~VQ4為IXFX48N60P（48 A/600 V）；輸出整流二極管VDR1~VDR4為DSEI30-10A,箝位二極管VDs1和VDs2為DSEI30-06A,變壓器初次級(jí)匝比為1.06,輸出濾波電感Lf=300μH,輸出濾波電容值Cf=56μFx8,開關(guān)頻率fs=80 kHz.

圖8a為APFC主開關(guān)管在1/3負(fù)載時(shí)波形，其實(shí)現(xiàn)了軟開關(guān)。圖8b為APFC輸出電壓突加半載時(shí)的波形，由圖可知，其性能較好。由1/3負(fù)載下所測(cè)波形可知，超前、滯后橋臂實(shí)現(xiàn)了ZVS.由（半載）變壓器次級(jí)及整流橋輸出電壓波形可知，不加箝位二極管電壓尖峰超過正常值兩倍以上，添加箝位二極管后電壓尖峰幾乎被消除，解決了整流橋輸出寄生振蕩問題。可見，DC/DC級(jí)控制系統(tǒng)設(shè)計(jì)較合理，超前，滯后補(bǔ)償環(huán)節(jié)提高了系統(tǒng)的動(dòng)態(tài)性能。

5 結(jié)論

研制了兩級(jí)結(jié)構(gòu)高壓直流開關(guān)電源，前級(jí)采用單相有源軟開關(guān)PFC,提高功率因數(shù)，合理設(shè)計(jì)諧振參數(shù)可實(shí)現(xiàn)軟開關(guān)，降低開關(guān)損耗?？刂撇糠植捎肞I調(diào)節(jié)器，具有較好性能。后級(jí)選擇在初級(jí)加箝位二極管的改進(jìn)型ZVS全橋變換器，實(shí)驗(yàn)結(jié)果證明該電路結(jié)構(gòu)能夠有效抑制次級(jí)整流橋輸出振蕩和電壓尖峰，減少損耗。該方法簡(jiǎn)單，實(shí)用性較強(qiáng)?？刂葡到y(tǒng)進(jìn)行方案選擇，PID參數(shù)合理設(shè)計(jì)，提高了高壓直流開關(guān)電源的動(dòng)、靜態(tài)性能。