如果您曾設(shè)計過隔離式開關(guān)電源，那么您可能已經(jīng)意識到補償隔離式電源比補償非隔離式電源更復(fù)雜。包含TL431與光耦合器的隔離式電源很復(fù)雜，因為這種電源的電路中有兩個反饋環(huán)路。

雖然許多論文已談及這個話題，但沒有多少資源簡要說明過您該如何選擇電阻器和電容器值來形成補償和總環(huán)路響應(yīng)。簡單的解決之道是借助齊納鉗位電路消除內(nèi)部環(huán)路。然而，這卻不必要地增加了組件數(shù)量。稍稍了解一下基本方程，在TL431周圍選擇補償值就能像補償降壓電路一樣易如反掌。

圖1展示了反饋系統(tǒng)。內(nèi)部反饋環(huán)路是由上拉電阻器（R1）形成的。該環(huán)路通常被稱為快速環(huán)路，因為輸出中的任何微擾均可立即影響該路徑中的光耦合器電流。外部環(huán)路是通過電阻器分壓器和TL431補償實現(xiàn)的返回路徑。這是速度較慢的環(huán)路，因為該環(huán)路中的補償組件會影響輸出電壓的響應(yīng)。

圖1：這種常見的TL431電路包含兩個反饋路徑。

首先，讓我們考慮一下簡單的積分電路是什么樣子。要實現(xiàn)這一點，我們只需在自己的電路中將R4設(shè)置成零歐姆。所得的傳遞函數(shù)和增益坐標(biāo)圖（從“輸出電壓”到“反饋”）如圖2所示。有趣的是，我們有一個DC極點和一個由R3和C1形成的零點。由于內(nèi)部環(huán)路的存在，零點有些反直觀。頻率高于這個零點時，增益只等于兩個電阻器（R6和R1）的比乘以光電耦合器的電流傳輸比（CTR）。頻率在10kHz以上時，光電耦合器帶寬會產(chǎn)生了一個可限制增益的極點。

圖2：在TL431周圍集成電容器會產(chǎn)生一個零點

請注意，無法通過在TL431周圍改變組件值把增益帶出電路。這種限制在具有低輸出電壓的電源中（功率級增益往往很高）會成為一個問題。我們可以改變R6和R1的比來減小增益，但這些電阻通常由光耦合器所需的電流量來決定。如果設(shè)備中增益太大，通過添加與R6并聯(lián)的電容器和電阻器最容易減小增益。這就形成了一個極點 — 零點對，該極點 — 零點的頻率必須設(shè)置得遠(yuǎn)低于整個環(huán)路的交叉頻率。

現(xiàn)在，當(dāng)我們設(shè)置R4時會發(fā)生什么？所得的增益和傳遞函數(shù)如圖3所示。增益坐標(biāo)圖的總體形狀是不變的，但R4的值可影響零點的位置。此外，頻率高于零點頻率時，R4還會影響增益。該增益按（R3 + R4）/R3這一比例增加。這就為我們提供了向環(huán)路添加中頻帶增益的方法（如果需要的話）。

圖3：添加一個電阻器會增加中頻帶增益

作為一個實際的例子，請考慮一下具有220uF輸出電容器的電流模式12V/12W反激式電路，其中設(shè)備具有最大負(fù)載時的增益和相位特點（圖4）。該坐標(biāo)圖對應(yīng)的是從反饋節(jié)點到電源輸出端的傳遞函數(shù)。在這個系統(tǒng)中，我們所用光耦合器的CTR大約為1，而R1和R6均為1kΩ。因此，用算式CTR*（R6/R1）計算出的有效增益為0dB，而且在這個例子中，這些參數(shù)對補償增益沒有影響。

圖4：待補償?shù)脑O(shè)備

我們希望增加中頻帶增益，這樣我們就能穿過頻率接近5kHz的環(huán)路。這可以拓寬我們的帶寬，還能保證交叉頻率遠(yuǎn)低于極點（由光耦合器產(chǎn)生）頻率。我們用10Ω的電阻器作為我們反饋分頻器中的R3。用（R4+R3）/R3這一比值可增加大約16dB的增益，意味著我們應(yīng)該將R4的值大約設(shè)置成50Ω。最后，當(dāng)頻率為60Hz時我們要選擇C1來設(shè)置零點，以便取消功率級的極點。使用圖3中的方程，C1大概應(yīng)是0.047uF。所得補償環(huán)路如圖5所示。我們正在穿過頻率為4kHz、相位裕度幾乎為80度的環(huán)路。當(dāng)頻率在20kHz以上時，您可以看到光耦合器極點在發(fā)揮奇效，開始影響增益和相位。

圖5：被補償?shù)沫h(huán)路

總之，在TL431反饋網(wǎng)絡(luò)中組件值的效果并不明顯。但如果您理解了傳遞函數(shù)背后的基本方程，您就能快速補償隔離式電源。通過一些實踐，它可以變得像補償簡單降壓電路一樣輕而易舉。