1引言

由于我國市電頻率固定為50 Hz，因而對于一些要求頻率大于或小于50 Hz的應用場合，則必須設計一個能改變頻率|0">變頻率的變頻電源|0">電源系統(tǒng)。目前最常用的是三相正弦波變頻電源。該電源系統(tǒng)主要由整流、逆變、控制回路3部分組成。其中，整流部分用以實現(xiàn)AC／DC的轉換；逆變部分用以實現(xiàn)DC／AC的轉換；而控制回路用以調節(jié)電源系統(tǒng)輸出信號的頻率和幅值。

2系統(tǒng)總體設計方案

將市電通過隔離變壓器輸入到交流變頻電源系統(tǒng)，隔離變壓器的輸出經過整流橋后，產生全波整流信號。全波整流信號濾波生成與輸入交流電對應的直流電，從而實現(xiàn)AC／DC轉換。該系統(tǒng)全波整流橋采用集成整流橋KBL406，三相逆變器模塊IM14400在89S52和FPGA產生的三相SPWM脈沖控制下產生三相交流電。逆變器輸出的交流電頻率等于SPWM脈沖基波頻率，通過控制FPGA的DDS模塊的正弦波頻率來調制正弦波頻率。SPWM脈沖基波頻率等于調制波頻率，系統(tǒng)采用這種方法實現(xiàn)變頻。將錳銅電阻分別串聯(lián)到三相交流電的相線，采集錳銅電阻上的電壓來測量該相交流電的電流。測量相電壓采用電壓互感器降壓，再通過AD637測量有效值。系統(tǒng)根據(jù)得到的各相交流電的有效值，控制SPWM脈沖的占空比，實現(xiàn)線電壓的穩(wěn)定輸出。相電壓的取樣信號經放大限幅、過零檢測生成脈沖。系統(tǒng)采用等精度法實現(xiàn)變頻電源系統(tǒng)頻率的測量，根據(jù)測量的頻率值和用戶沒定頻率的差值，控制DDS生成正弦波頻率，從而穩(wěn)定變頻電源的頻率。圖1給出了系統(tǒng)總體框圖。

3系統(tǒng)主要功能的實現(xiàn)

3.1逆變功能

為實現(xiàn)方便，提高性能，采用集成逆變器模塊lM14400設計。在相應的三相SPMW控制下，輸出三相交流信號。IM14400是Cyntec公司的IPM系列器件的三相電機驅動器，它包含三相橋式逆變電路及相關控制、驅動電路?？刂坪唵?，適合該系統(tǒng)應用。圖2示出IM14400電路接線圖。圖2中，在IM14400的P、N端施加整流輸出電壓，經過光耦隔離、晶體管驅動后的SPWM控制信號輸入到IM14400，之后可在U、V、W端得到滿足幅值要求的SPWM信號。該信號經濾波濾除高頻分量后，即可得到所需要的正弦信號。該器件的+15 V工作電源是由DC／DC轉換器SR5D15／50獨立提供；而轉換器的+5 V供電從FPGA引出。該轉換器兩邊的地是隔離的。

3.2PWM信號的產生方式

按照SPWM控制基本原理，在三角波和正弦波的自然交點時刻控制功率開關器件的通斷。如果采用自然采樣法，會增加硬件的復雜度，但因該系統(tǒng)是以FPGA為控制核心，可方便地實現(xiàn)。把正弦波波形表存人存儲器中，同時利用加法器和減法器生成三角形載波，再通過數(shù)字比較器產生所需要的波形。該方案具有可靠性高，可重復編程，響應快，精度高等特點，其原理如圖3所示。

3.3 SPWM調制方式的選擇

載波比恒定的調制方式稱為同步調制。同步調制時PWM脈沖在一個周期內的個數(shù)是恒定的，脈沖的相位也是固定的，將調制比設定為3的整數(shù)倍時，可以使輸出波形嚴格對稱，從而有效降低信號的諧波分量。但是，當逆變電路的輸出頻率比較低時，同步調制載波的頻率也很低，過低時不易濾除調制帶來的諧波，當逆變電路的輸出頻率很高時，同步調制載波頻率也過高，這將使開關器件的開關損耗增大。

載波信號和調制信號頻率不保持同步的調制方式稱為異步調制。異步調制時保持載波時鐘頻率不變，當調制正弦波的頻率發(fā)生變化時，載波比跟隨變化，在調制波的一個周期內PWM脈沖的個數(shù)不固定，相位也不固定。正負半周期脈沖不對稱，半周期內前后周期的脈沖不對稱，造成信號的諧波分量較豐富，給后級濾波電路造成困難。

該系統(tǒng)的逆變器輸出頻率在20～100 Hz，輸出信號的頻率較低。設計采用IM14400作為逆變電路，IM14400的PWM輸入頻率范圍為5 kHz～0.3 MHz，可以選擇很高的載波比。在異步調制方式下，當載波比很大時，正負半周期脈沖不對稱和半周期內前后周期的脈沖不對稱造成的諧波分量都很小，PWM脈沖接近正弦波。此設計的調制方式選擇異步調制方式，載波頻率固定為29.2 kHz。

4理論分析與參數(shù)計算

4.1 SPWM逆變電源的諧波分析

在調制度α一定，在三相共用一個載波信號的情況下，對輸出線電壓進行頻譜分析，由此可發(fā)現(xiàn)，輸出線電壓的諧波角頻率為：

由式(1)可知，輸出線電壓頻譜中沒有載波頻率ωc的整數(shù)倍次諧波分量，諧波中幅值較高的諧波分量是ωc±ωr和2ωc±ωr。
從上述分析可知，SPWM波形中所含的諧波主要是角頻率為ωc、2ωc及其附近的諧波。由于采用了異步調制方式，故最小載波比k=ωc／ωr=168，所以PWM波形中所含主要諧波分量的頻率比基波分量的頻率高很多，諧波分量易被濾出。

4.2載波頻率的選擇

由SPWM逆變電源的諧波分量分析可知，SPWM電壓源逆變器輸出線電壓諧波分量分布在ωc周圍，提高SPWM的載波頻率fc將使逆變器輸出線電壓的主要諧波分量分布在較高的頻段，從而使逆變器的輸出電壓失真度很低。但是提高fc，會使逆變器中功率開關管的開關頻率提高，這將大大增加逆變器的開關損耗。此外，fc提高還受到硬件的限制。通常情況下IM14400的關斷延遲Toff=0.9μs，開啟延遲時間Ton=0.73μs，由于其關斷延遲大于開啟延遲，易造成同一相上下兩個橋臂同時導通。實際電路中由于硬件的時延，SPWM采樣時刻的誤差，以及為了防止同一相上下兩個橋臂同時導通而設置了死區(qū)。IM14400的最小死區(qū)時間tdead設為3 μs。SPWM脈沖的每一個開關脈沖之前都要加一個至少3μs的死區(qū)時間tdead，當IM14400的開關周期Tg≥3 μs，Tg和載波周期Te相等，所以fc≤0.33 MHz。IM14400要求輸入的最低PWM脈沖頻率5 kHz，所以5 kHz≤fc≤0.33 MHz。死區(qū)和開關時延是限制fc提高的最主要因素。fc越大，Tg越短，tdead／Tg就越大，逆變器的輸出電壓諧波分布也越復雜。

綜上因素考慮，系統(tǒng)設計中選定fc=29.2 kHz，它在20～100 Hz的頻率范圍內，其載波比292<k<1460。

4.3 FPGA內單相平均功率計算算法



5系統(tǒng)軟件設計

該系統(tǒng)軟件主要分為人機交互和反饋控制兩部分。前者主要包括鍵盤和電壓、電流、頻率的測量值顯示；后者主要確保系統(tǒng)的準確性和穩(wěn)定性，分為頻率反饋控制、電壓反饋控制及缺相保護、過流保護。輸出電壓的穩(wěn)定性相當重要。由于輸入電壓的波動范圍在額定值90～110％之間，因此要求輸出電壓穩(wěn)定在36 V，誤差絕對值小于1％。程序采用定時檢測線電壓的大小并與預置電壓作比較，當測得的線電壓比給定電壓小時，則調節(jié)SPWM的調制比N，提高輸出電壓。反之亦然。圖4給出程序流程圖。

6測試結果

對基于AM14400的三相正弦波變頻電源進行了測試分析。圖5給出了空載下，交流輸入電壓為220 V時，上電壓UU、UV、UW相電壓實測波形。由圖5可知，空載時三相電壓有效值的最大誤差小于0.1 V。圖6示出接入Y型負載，頻率取60 Hz，線電壓有效值應為36 V時，線電壓的實測波形，由圖6可知，接入Y型負載后，當輸入電壓Uin=±10％V時，線電壓實測值與預量值的誤差可以控制在1％以內。

7結語

該系統(tǒng)充分利用FPGA編程方便，產生載波比可變的SPWM信號，采用該信號控制IM14400，可獲得頻率在20～100 Hz范圍任意可調．電流在0.5～3.0 A變化，電壓有效值可穩(wěn)定在約36 V的三相正弦波。