本文描述了針對LED照明的高功率因數(shù)反激式轉(zhuǎn)換器，可實現(xiàn)所有這些特性并且能夠使用基于可控硅（TRIAC）的標(biāo)準(zhǔn)調(diào)光器來進行調(diào)光。

        I. 反激基礎(chǔ)

         對于最高約100W的隔離電源，反激式拓撲已被廣為接受，因為它相對簡單，構(gòu)成元件少，具有成本效益優(yōu)勢且性能合理。借助飛兆半導(dǎo)體應(yīng)用手冊AN-4137，其基本工作原理簡單并易于解釋。當(dāng)MOSFET Q1導(dǎo)通時，變壓器T1初級端中的電流線性斜升，建立了一個儲存能量的磁場，變壓器繞組的極性點顯示極性滿足條件以致次級端整流器DRect在此期間關(guān)斷。一旦MOSFET斷開，根據(jù)楞次定律(Lenz's law)，跨越變壓器的所有電壓的極性反轉(zhuǎn)。DRect現(xiàn)在開始導(dǎo)通且儲存在T1中的能量傳送到電容器CFilt中。PWM控制器的占空比(Duty cycle)和變壓器圈比一起決定輸出電壓，其在隔離反饋網(wǎng)絡(luò)的幫助下是穩(wěn)定的。因為初級和次級之間的不完全耦合，即漏電感的存在，網(wǎng)絡(luò)DCL、CCL 和RCL鉗位電壓突升。這對于減少Q(mào)1的電壓應(yīng)力是重要的，但同時也是功率損耗的一個來源，因為RCL中的能量被消耗了。

圖1. 基于反激式工作的SMPS簡化原理圖

          通常情況下，開關(guān)電源能夠以兩種不同的模式工作：不連續(xù)導(dǎo)通模式(discontinuous conduction mode ，DCM)，MOSFET僅在二極管DRec中的電流下降到零后導(dǎo)通；以及連續(xù)導(dǎo)通模式(continuous conduction mode，CCM)，其在仍有電流流過DRect時導(dǎo)通。有時會提到第三種模式：轉(zhuǎn)換或臨界導(dǎo)通模式(boundary conduction mode ，BCM)，在二極管電流為零后，MOSFET總是立即導(dǎo)通。顧名思義，此模式介于DCM 和CCM模式之間。

         II. 準(zhǔn)諧振工作

         反激式轉(zhuǎn)換器到目前為止就是一個所謂的硬開關(guān)轉(zhuǎn)換器。其意思是在漏電流較高時MOSFET斷開，在漏電壓較高其接通。因為在每個開關(guān)周期里，下降/上升電流和上升/下降電壓交迭，它們的結(jié)果是不可忽略的，每次轉(zhuǎn)換有相當(dāng)大的稱作開關(guān)損耗的功率損耗。在一個DCM反激中，在MOSFET導(dǎo)通時無電流流過，但MOSFET的固有電容CDS必須放電，并且儲存在此電容中的能量必須消耗。如果還記得，儲存的能量為0.5xCDSxVDS2，很顯然，以盡可能低的VDS 接通MOSFET是有利的。

          在以DCM模式運行的硬開關(guān)反激中，可以注意到在能量被完全傳送到次級且變壓器去磁之后漏電壓會發(fā)生振蕩。此振蕩由變壓器初級端電感Lp和MOSFET的漏源電容CDS引起。準(zhǔn)諧振拓撲監(jiān)控漏極波形并檢測此振蕩的最小值以接通MOSFET。使用此方法，開關(guān)損耗減少了并且可以通過提高斷開時VDS使其進一步減小，代價則是提高VDS增加了MOSFET的成本。

          無需探究得更詳細，可以這樣說，傳統(tǒng)QR開關(guān)具有負載減少時開關(guān)頻率增加的缺點，因為開關(guān)與變壓器去磁同步。 (負載)電流水平越低則后者發(fā)生越快。通過QR開關(guān)，即使開關(guān)損耗本身減少了，低負載水平下的高頻率工作在這些條件下會破壞損耗平衡。

圖2：準(zhǔn)諧振開關(guān)

          因此，先進的QR控制器使用改進的機制來檢測最小漏電壓。例如FAN6300A具有一定的最小時間8μs，在此期間同步電路禁用。只有這段時間過去后，下一個漏電壓最小值才被檢測。結(jié)果是檢測漏電壓振蕩的第n個最小值，而不是第一個最小值。在減小反饋水平也即減少負載條件下，如果此最小的停止時間增加了，甚至有可能降低開關(guān)頻率和減少負載電流，帶來極佳的低負載電流效率。

         III. 初級端調(diào)節(jié)(PRIMARY SIDE REGULATION，PSR)

         由于它們相對恒定而溫度和生產(chǎn)參數(shù)決定導(dǎo)通電壓，LED應(yīng)該由恒定電流驅(qū)動。這通常由某些電路來實現(xiàn)，如圖1簡化原理圖所示，對輸出電流進行取樣和放大來驅(qū)動光學(xué)隔離反饋網(wǎng)絡(luò)，實施此電路的標(biāo)準(zhǔn)方法是使用需要額外穩(wěn)定工作電壓的運算放大器，這使得次級端設(shè)計顯著復(fù)雜化。除去這一點，觀察光耦合器在典型鎮(zhèn)流器應(yīng)用中的表現(xiàn)，這種器件在溫度升高的情況下使用壽命會縮短。

        一個機制是忽略復(fù)雜的次級端電路并延長使用壽命，因為在所謂的初級端調(diào)節(jié)中無需光電耦合。后者采用了這樣的事實，即兩個不同的反激輸出電壓的比例主要由它們各自變壓器線圈的繞線比例確定。如果其中之一的輸出，也就是說為PWM控制器產(chǎn)生Vcc的那個輸出是穩(wěn)定的，那么其余輸出也將相對穩(wěn)定。

        如果涉及到輸出電流的調(diào)節(jié)，情況變得更為復(fù)雜一點?；具\算顯示MOSFET的導(dǎo)通時間應(yīng)該隨著負載電壓的平方根而變化，這不容易實現(xiàn)。若負載電壓的變化被限制在更小的范圍內(nèi)，實際上就LED來說，平方根的線性近似值是可接受的。

         IV. 調(diào)光

        到目前為止，業(yè)界采用很多不同的電子調(diào)光器來測試鎮(zhèn)流器。所謂的'Tronic'或'相位截止'調(diào)光器，與電子變壓器共用以實現(xiàn)鹵素?zé)舻某錾ぷ鳎驗檫@些調(diào)光器中的開關(guān)元件不是三端雙向可控硅開關(guān)元件(TRIAC)且并不依賴于一定的維持電流。

        許多標(biāo)準(zhǔn)的基于TRIAC的相位截止調(diào)光器也工作良好，但這里的情況更復(fù)雜。因為TRIAC需要一定的維持電流，該電流與最小可控功率相關(guān)，那些調(diào)光器具有較低的最小功率，可以說20W，低功率調(diào)光器相比具有高數(shù)值的調(diào)光器具有更好的適合性。這實際上與采用基于TRIAC的調(diào)光器的白熾燈并無不同。但因為一個20W的LED可能替換一個75W白熾燈，采用內(nèi)置額定50W最小負載的調(diào)光器可能發(fā)生故障。

        使用某些調(diào)光器而可能發(fā)生的第二個問題是輸入濾波器連同C102的振鈴，其可能引起TRIAC錯誤斷開和再觸發(fā)。假若這樣，由一個大約470/2W的電阻與一個100nF/400V薄膜電容串聯(lián)組成的阻尼網(wǎng)絡(luò)可以起到幫助作用。此網(wǎng)絡(luò)僅在必要時加入，因為它會消耗一些功率并降低效率。