0 引 言

結(jié)合國(guó)家節(jié)能減排政策，感應(yīng)加熱方式具有節(jié)能，熱污染小，加熱速度快等優(yōu)點(diǎn)，已經(jīng)逐漸代替?zhèn)鹘y(tǒng)電阻絲加熱方式應(yīng)用于各種工業(yè)透熱場(chǎng)合，特別是在注塑機(jī)、造粒機(jī)、拉絲機(jī)等設(shè)備上的應(yīng)用尤為廣泛。目前大多數(shù)應(yīng)用于上述設(shè)備的感應(yīng)加熱電源普遍存在現(xiàn)場(chǎng)改造麻煩，且經(jīng)過(guò)長(zhǎng)時(shí)間工作后，因電感量變化大，而引起的加熱效率降低，故障率高等問(wèn)題。為解決上述問(wèn)題，并滿足上述設(shè)備的現(xiàn)場(chǎng)改造和工藝要求，對(duì)感應(yīng)加熱逆變電源的功率和頻率提出了一定的要求。對(duì)于上述設(shè)備，對(duì)電流的透入深度有一定的要求。根據(jù)電磁感應(yīng)定律和趨附效應(yīng)，感應(yīng)加熱的頻率越低，透入深度越深，感應(yīng)電流越小。綜合上述因素，通過(guò)理論計(jì)算要求感應(yīng)加熱頻率為20 kHz 左右。為此，本文介紹了采用IGBT 組成的5 kHz ～28 kHz ，額定電流20 A，額定功率為4 .4 kW 的感應(yīng)加熱逆變電源。此電源對(duì)MM74HC4046 集成鎖相環(huán)的用法進(jìn)行了改進(jìn)，實(shí)現(xiàn)了數(shù)字化控制的它激到自激的轉(zhuǎn)換，使得電源在運(yùn)行過(guò)程中能進(jìn)行失鎖控制，最終保證負(fù)載電壓與負(fù)載電流穩(wěn)定可靠的無(wú)相差頻率跟蹤，也保證了工件在加熱過(guò)程中，電源始終處于準(zhǔn)諧振狀態(tài)，使感應(yīng)加熱電源在實(shí)際運(yùn)用中的可靠性與穩(wěn)定性大大提高。

1 感應(yīng)加熱電源逆變側(cè)主回路

從IGBT 超音頻逆變器實(shí)現(xiàn)的角度出發(fā)，結(jié)合并聯(lián)諧振與串聯(lián)諧振的優(yōu)缺點(diǎn)與現(xiàn)場(chǎng)的實(shí)際要求，感應(yīng)加熱電源的逆變側(cè)選擇串聯(lián)諧振方案，采用四只40A、600 V 的IGBT 單管VT1 ～VT4組成全橋逆變電路，其電路框圖如圖1 所示。

圖1 感應(yīng)加熱電源逆變側(cè)電路框圖

圖1 中的C 選擇為高頻無(wú)感電容，其耐流必須超過(guò)電源的最大電流，耐壓必須超過(guò)AB 兩端最大電壓與二階諧振電路的品質(zhì)因數(shù)Q 的乘積;L 選擇采用鐵氟龍高溫絕緣線繞制;R 為逆變側(cè)回路的內(nèi)阻。為提高逆變器的功率因數(shù)，并減輕逆變器件的電磁應(yīng)力和開(kāi)關(guān)損耗，RLC 電路必須處在串聯(lián)諧振狀態(tài)。在同樣直流電壓輸入的情況下，當(dāng)RLC 電路發(fā)生串聯(lián)諧振時(shí)，電流IAB最大，UAB的電壓波形為矩形波，IAB的電流波形為正弦波，UAB與IAB為同頻同相，若感應(yīng)加熱電源的逆變器頻率偏離負(fù)載固有諧振頻率時(shí)，IAB的波形則為畸變的正弦波，偏離的越遠(yuǎn)畸變得越厲害，且UAB與IAB的相位差越大。

2 鎖相環(huán)控制電路的改進(jìn)

2 .1 鎖相環(huán)控制電路的設(shè)計(jì)

由于感應(yīng)加熱電源的負(fù)載受到實(shí)際運(yùn)用環(huán)境、以及被加熱工件的形狀和溫度特性等影響，負(fù)載的電感量L、等效內(nèi)阻R 等參數(shù)在電源運(yùn)行過(guò)程中是變化的，所以只有對(duì)負(fù)載的固有頻率進(jìn)行穩(wěn)定可靠的跟蹤才能保證感應(yīng)加熱電源的效率。為此，在感應(yīng)加熱電源中加入鎖相環(huán)控制部分。鎖相環(huán)包含三個(gè)必不可少的單元電路，即鑒相器、環(huán)路濾波器和壓控振蕩器。鎖相環(huán)MM74HC4046 擁有三個(gè)鑒相器。鑒相器根據(jù)實(shí)際電路設(shè)計(jì)需求，選擇鑒相器2 。鑒相器2 是上升沿觸發(fā)比較，對(duì)比較信號(hào)的占空比無(wú)要求，且鑒相器2 擁有一個(gè)三態(tài)輸出13 腳和相位差輸出1 腳。當(dāng)三態(tài)輸出口13 腳輸出高阻態(tài)時(shí)，表示鎖相環(huán)處于穩(wěn)定的工作狀態(tài)，3 腳和14 腳的輸入無(wú)頻率與相位差，同時(shí)相位差輸出1 腳為高電平。

MM74HC4046 鎖相環(huán)傳統(tǒng)的控制方法[4]并沒(méi)有充分利用上述特點(diǎn)，鎖相環(huán)的它激起振和它激到自激的轉(zhuǎn)換只能在電路上電的時(shí)刻簡(jiǎn)單地通過(guò)電容的充放電實(shí)現(xiàn)，且無(wú)法對(duì)鎖相環(huán)工作狀態(tài)進(jìn)行有效的判斷，所以當(dāng)電源在運(yùn)行過(guò)程中，鎖相環(huán)如果失鎖，電源則無(wú)法在運(yùn)行狀態(tài)下重新使鎖相環(huán)進(jìn)入正常頻率跟蹤狀態(tài)。為解決上述問(wèn)題，本文對(duì)傳統(tǒng)MM74HC4046 在感應(yīng)加熱中的用法進(jìn)行了改進(jìn)，鎖相環(huán)控制電路原理框圖如圖2 所示，虛框部分為相對(duì)傳統(tǒng)控制原理的改進(jìn)部分。

圖2 鎖相環(huán)控制電路原理框圖

結(jié)合改進(jìn)的控制原理框圖，將傳統(tǒng)的它激起振和它激到自激轉(zhuǎn)換方法由純模擬控制改為數(shù)字化控制方法，設(shè)計(jì)出了圖3 所示的MM74HC4046 鎖相環(huán)的主要外圍控制電路，使得可以通過(guò)微處理器實(shí)時(shí)檢測(cè)和調(diào)整鎖相環(huán)工作狀態(tài)，提高了電源啟動(dòng)的可靠性與穩(wěn)定性。

圖3 MM74HC4046 主要外圍控制電路

首先，根據(jù)IGBT 在額定電流所能承受的最高頻率，加熱工件的頻率等實(shí)際要求，調(diào)整R2和C1的大小確定鎖相環(huán)輸出的最低頻率，再確定R1的大小，使鎖相環(huán)輸出的中心頻率和最高頻率達(dá)到要求。其次，根據(jù)實(shí)驗(yàn)所測(cè)，圖4 所示的9 腳電壓與壓控振蕩器輸出頻率的關(guān)系，確定9 腳最佳起振電壓，使得9 腳電壓為起振電壓時(shí)，壓控振蕩器輸出頻率在其中心頻率附近，且反饋的霍爾電流信號(hào)能夠大于一定的電壓值，使得電源啟動(dòng)更加容易，因此設(shè)計(jì)出圖3 中虛框內(nèi)的電路。最后，確定鑒相增益、壓控增益和鎖定時(shí)間，計(jì)算出二階PLL 中環(huán)路濾波器的參數(shù)R3 、R4和C2 。[!--empirenews.page--]

圖4 9 腳電壓與4 腳輸出頻率關(guān)系曲線

利用圖1 中的霍爾傳感器檢測(cè)出負(fù)載的電流信號(hào)，并定義由A 至B 為正方向，電流信號(hào)經(jīng)過(guò)濾波和過(guò)零比較處理后，得到與霍爾電流信號(hào)同頻同相的方波信號(hào)，加載到MM74HC4046 的14 腳，4 腳的輸出信號(hào)經(jīng)過(guò)時(shí)間補(bǔ)償后加載到3 腳，3 腳信號(hào)與14 腳信號(hào)進(jìn)行相位比較，產(chǎn)生的相位差與9 腳的平均電壓呈線性變化。同時(shí)4 腳的輸出信號(hào)經(jīng)過(guò)橋臂互鎖與隔離驅(qū)動(dòng)后分別加載到VT1 ～VT4 ，并保證VT1和VT4的驅(qū)動(dòng)信號(hào)的方向與定義的正方向一致。

2.2 它激到自激轉(zhuǎn)換的實(shí)現(xiàn)

在MM74HC4046 上電瞬間，無(wú)霍爾電流信號(hào)，壓控振蕩器以最低頻率輸出，若反饋霍爾電流信號(hào)大于一定的電壓值，鎖相環(huán)則進(jìn)入自激狀態(tài)。但在實(shí)際應(yīng)用中，受到各種環(huán)境和條件的影響，鎖相環(huán)可能在運(yùn)行過(guò)程中出現(xiàn)失鎖，此時(shí)9 腳的電壓為MM74HC4046的供電電壓，且壓控振蕩器輸出最高頻率;13 腳輸出不再是穩(wěn)定的三態(tài)輸出;1 腳輸出為表示14 腳與3 腳相位差的脈沖信號(hào)，該脈沖信號(hào)的占空比與絕對(duì)相位差呈線性關(guān)系。由于傳統(tǒng)它激啟動(dòng)和它激到自激的轉(zhuǎn)換方法的不足，使得感應(yīng)加熱電源的穩(wěn)定性和可靠性不能得到有效的保證。

為彌補(bǔ)傳統(tǒng)方法的不足，本文利用MM74HC4046自身的特點(diǎn)，首先，對(duì)1 腳的輸出信號(hào)進(jìn)行濾波整形后，微處理器對(duì)其進(jìn)行AD采樣，當(dāng)其值低于某一設(shè)定的值時(shí)，可以斷定鎖相環(huán)處在失鎖狀態(tài);隨后，微處理器對(duì)光耦P1進(jìn)行控制，通過(guò)虛框內(nèi)的兩個(gè)二極管VD1和VD2管壓降的箝位，電阻R5的限流，將其9 腳電壓拉至起振電壓，使鎖相環(huán)進(jìn)入它激狀態(tài);最后，將光耦P1的狀態(tài)恢復(fù)，鎖相環(huán)則進(jìn)入自激狀態(tài)，實(shí)現(xiàn)電源運(yùn)行中的鎖相環(huán)它激到自激的轉(zhuǎn)換，完成失鎖控制，保證負(fù)載電壓與負(fù)載電流的無(wú)相差跟蹤。

3 實(shí)驗(yàn)結(jié)果

根據(jù)實(shí)際要求，選用40 A、600 V的IGBT 作為逆變器件。設(shè)計(jì)鎖相環(huán)的壓控振蕩器輸出的最低頻率為5 kHz ，最高頻率為28 kHz 。負(fù)載L 為108 μH，C 為0。44 μF ，其諧振頻率在20kHz 附近。圖5 為鎖相環(huán)處于無(wú)相差跟蹤狀態(tài)的波形，其中信號(hào)U1為MM74HC4046 的1 腳輸出，可以看出U1基本保持高電平，說(shuō)明14 腳與3 腳基本無(wú)相位差;信號(hào)U13為13 腳的電壓波形，可以看出其一直保持為3。49 V，說(shuō)明此腳一直處于高阻態(tài)，鎖相環(huán)處于穩(wěn)定無(wú)相差跟蹤狀態(tài);信號(hào)io表示為霍爾電流信號(hào)，可以看出電流波形非常近似為正弦波;信號(hào)uo表示加載到VT1和VT4的前端驅(qū)動(dòng)信號(hào)，通過(guò)與io的相位對(duì)比，可以看出此時(shí)逆變器工作于準(zhǔn)諧振狀態(tài)，逆變輸出頻率為21。95 kHz 。圖6 為在未加緩沖電路情況下，直流電壓Uo 、負(fù)載電壓iAB和負(fù)載電流io的波形，Uo的平均電壓為104 V，UAB的最大峰-峰值為380 V，可以看出逆變器件在換流時(shí)di/dt 較小，對(duì)逆變器件造成的電磁應(yīng)力與電壓沖擊也較小。

圖5 鎖相環(huán)無(wú)相差跟蹤狀態(tài)各信號(hào)波形

圖6 直流電壓、負(fù)載電壓和負(fù)載電流波形

4 結(jié) 論

實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明，本文對(duì)MM74HC4046 集成鎖相環(huán)的傳統(tǒng)用法進(jìn)行了改進(jìn)，在保證實(shí)現(xiàn)傳統(tǒng)逆變器的零電流諧振軟開(kāi)關(guān)，減輕逆變器件的電磁應(yīng)力和開(kāi)關(guān)損耗的前提下，實(shí)現(xiàn)了數(shù)字化控制的它激到自激的轉(zhuǎn)換，使得感應(yīng)加熱電源的運(yùn)行狀態(tài)可以實(shí)時(shí)檢測(cè)，并可以進(jìn)行失鎖控制，相對(duì)于傳統(tǒng)的設(shè)計(jì)方法更加適應(yīng)于實(shí)際應(yīng)用，提高了電源的可靠性與穩(wěn)定性。根據(jù)上述分析得出以下結(jié)論:

(1)根據(jù)鎖相環(huán)MM74HC4046 改進(jìn)后的數(shù)字化控制用法設(shè)計(jì)的感應(yīng)加熱電源是合理的，可行的。

(2)研制的4.4 kW/20 kHz 感應(yīng)加熱電源，應(yīng)用于現(xiàn)場(chǎng)注塑機(jī)加熱，經(jīng)半年的使用，性能穩(wěn)定可靠。

(3)在研制更高頻率和更大功率的感應(yīng)加熱電源領(lǐng)域，該設(shè)計(jì)具有一定的參考價(jià)值。