在開關(guān)電源中，儲能元件(變壓器、電感和電容)的尺寸隨著開關(guān)頻率的增加成近似線性的減小。因而，高度集成開關(guān)電源一般需要高開關(guān)頻率和快速半導(dǎo)體設(shè)備。但是，高開關(guān)頻率將伴隨電壓和電流的變化率(dv/dt和di/dt)增加，這將直接影響開關(guān)電源的電磁兼容性。與此同時，EMI濾波器的效能會因為高頻寄生參數(shù)的影響而削弱，導(dǎo)致不能有效地濾出電源回路產(chǎn)生的高頻EMI噪聲。近年來，隨著EMC標(biāo)準(zhǔn)的不斷嚴格，對EMI的考慮也變得非常重要。目前，關(guān)于PWM變換器的EMI噪聲的理論分析的文章有很多。但是，對于EMI噪聲的產(chǎn)生和傳導(dǎo)途徑并沒有比較全面而深入的研究。因而，EMI噪聲，尤其是經(jīng)過旁路電容流向系統(tǒng)地的共模干擾電流很值得我們研究。

本文通過寄生電感和電容來建立變換器電路模型，對共模和差模干擾的基本模型進行了分析。詳細講述了降低PWM變換器EMI的CM和DM濾波器的設(shè)計方法。

一、變換器的高頻寄生參數(shù)模型

圖1為基于IGBT的全橋PWM變換器電路。為了簡化分析過程，變壓器沒有在圖1中表示出來。為了對EMI濾波器進行預(yù)測和計算，必須建立準(zhǔn)確的高頻模型。其模型具體包括元器件模型、濾波器模型和導(dǎo)線模型。

圖1PWM變換器電路圖

1.元器件模型

圖2為完整的IGBT等效電路。由圖可知，電路包括了內(nèi)部和外部導(dǎo)線電感和IGBT集電極與模型金屬底座之間的電容。這些電容導(dǎo)致高頻漏電流流向連接散熱設(shè)備的金屬底座。散熱設(shè)備一般是良好接地以確保安全。IGBT設(shè)備是通過小的電子絕緣材料安放在金屬底座上。為了使溫度電阻盡可能小，其絕緣層要盡可能的薄，并且IGBT集電極與模型金屬底座之間的旁路電容要盡可能的大。

圖2IGBT寄生參數(shù)等效電路

2.濾波器模型

濾波器效率不僅受濾波器的類型影響，也受濾波器組成阻抗與附近器件阻抗不同的影響。為了提高濾波器效率，本身的阻抗與附近器件阻抗必須有很大的不同。例如，如果濾波器有較小的容性阻抗，較多的高頻噪聲電流將通過。如果濾波器有較大的感性阻抗則較多的高頻噪聲電壓將被分開。但是，濾波器在高頻狀態(tài)下的阻抗往往不是我們所想象的這樣的。

圖3濾波器寄生參數(shù)

有很多寄生參數(shù)將對濾波器產(chǎn)生影響，首先討論電容的寄生參數(shù)對濾波器的影響。圖3(a)是一個簡單的等效電路，電感Llead為電路的導(dǎo)線電感，Rs為等效電阻。圖3b是電容阻抗大小的波德圖，頻率 f0()是電容的自適應(yīng)頻率。當(dāng)頻率從dc逐漸增大時，電容C的阻抗將線性減小-20dB/dec，在f0以上，電感的阻抗將線性增大+20db/dec。因此，如果電容的f0越大，導(dǎo)線電感將越小，則對于固定電容值的電容將有更好的效果。為了提高電容的效能，電容的引腳應(yīng)盡可能的短。如果將電容值增大不但不能減小EMI，反而增加電路的EMI，其自適應(yīng)頻率是主要的原因。典型的頻率如下：電解電容為1KHz，陶瓷電容為100KHz，聚脂薄膜電容為1MHz，塑膠電容為10MHz，聚脂陶瓷電容為100MHz。

電感上的寄生參數(shù)對EMI濾波器的影響也是很大的。典型的等效電路如圖3(c)所示。Cpara和Rpara 表示電感的寄生電容和等效串聯(lián)電阻。圖3(d)是阻抗大小的波德圖。在小于f1時電感表現(xiàn)為電阻性，在f1與f0()表現(xiàn)為感性，大于f0表現(xiàn)為容性。因此可以等出結(jié)論，電感f0越大，頻率帶越寬。類似于電容，寄生電容值越小，電感將有更好的性能。

3.導(dǎo)線模型

導(dǎo)線模型包括支線和母線。支線有導(dǎo)線電感，大約為1uH/m。如果支線較短，其寄生電容可以不用考慮。因此，連結(jié)線應(yīng)該是越短越好。從實驗結(jié)果可知，當(dāng)輸入輸出電纜長度超過5m時，寄生電容將不能忽視。母線經(jīng)常是用于聯(lián)結(jié)直流電源與兩IGBT引腳。其引線電感L一般比較小，但di/dt常常比較大，因此會非常大，這就是導(dǎo)致差模干擾的主要原因。

二、EMI噪聲

EMI噪聲主要包括兩個部分：差模干擾和共模干擾。差模干擾電流一般是由導(dǎo)線流向中性點或者由中性點流向?qū)Ь€，共模干擾電流通常流入電路與保護地之間的寄生電容上[4]。由于輸入端一般加有輸入差模濾波器，共模EMI一般比差模EMI要大很多。[!--empirenews.page--]

1.差模干擾

高頻差模電流一般是由輸出的線線電壓突變引起的，這些差模電流流過變換器的輸出端。一部分經(jīng)過DC端電容，一部分將被直流電源吸引。同時差模干擾電流也是一個輻射EMI源。其傳播途徑能通過安裝在變換器dc橋附近的差模濾波器來變化。

變換器輸出端電流idc由開關(guān)狀態(tài)來決定。假定當(dāng)支路為感性時，支路電流方向為正方向，電流大小為i1，則差模電流能通過表1描述的三種狀態(tài)來決定。其它狀態(tài)的高頻電流與這三種狀態(tài)是一樣的。

表1變換器DC端輸出電流

另外，因為主電路的寄生參數(shù)影響將產(chǎn)生高頻諧振，同時增大差模電流。而且，PWM開關(guān)產(chǎn)生的高諧波雖然大部分通過輸出濾波器濾出，但仍有部分存在，因此，差模電流也將在輸出端形成。

2.共模干擾

共模干擾是因為輸入端與接地系統(tǒng)之間電流形成的。在PWM變換器系統(tǒng)中，因為存在快速的開關(guān)轉(zhuǎn)換輸出電壓和輸出端各種與地的旁路電容，共模干擾是主要的干擾。IGBT集電極與金屬底座寄生電容Cp，它是由圖1中的與地之間的虛線引起的。這些電容將導(dǎo)致高頻漏電流流入連接散熱片的金屬底座。這些散熱片因為安全原因一般都良好接地的。IGBT一般是通過薄的絕緣材料安放在金屬底座上。為了減小溫度電阻，絕緣層通常是盡可能的薄，并且集電極與金屬底座的旁路電容要偏大一些。

在單相變換器中，共模電壓V1和V2是潛在橋臂中點與直流端點之間。寄生電容為

在開關(guān)動作時，共模電壓對等效寄生電容進行充放電，因而，dv/dt和共模電流會很大，共模電流的路徑由圖1的虛線表示。由圖可以清楚的看到，共模電流回路面積相比差模電流回路面積要大一些。因此對于輻射EMI相當(dāng)于一個好的天線。

3.電壓尖峰

在PWM變換器中，直流電壓與電源開關(guān)通過母線和需要的輸出電壓延長線連接。簡單的電路如圖4所示。例如，圖4(a)表示負載電壓Vload=Vdc的情況。當(dāng)開關(guān)狀態(tài)變化時如負載電壓為0時，負載電流僅通過圖4(c)所示的回路2。當(dāng)T1關(guān)斷時，D2完全導(dǎo)通(負載電流因為感性負載而不發(fā)生變化)。因為D2處于導(dǎo)通狀態(tài)，因此在轉(zhuǎn)換時間內(nèi)，回路1將滿足以下表達式

L表示回路1的旁路電感，包括引線電感和IGBT內(nèi)部電感，VT1表示開關(guān)T1 的電壓。圖4不同時間的電流回路 (a) IT1=Iload，(b) 轉(zhuǎn)換時間，(c) IT1=0，(d) 通過T1的電流因而，由上式可知，當(dāng)T1關(guān)斷時，回路1的旁路電感將導(dǎo)致較大電壓通過T1。共模電壓的電壓尖峰將因開關(guān)關(guān)斷而產(chǎn)生，即dv/dt將增大，因而共模電流也將增大。

三、傳導(dǎo)EMI的抑制

對于普通的PWM變換器，通常采用通用電源濾波器。低頻部分(從15KHz到1MHz)包括DM和CM。DM和CM部分均可以通過DM和CM濾波器濾出。高頻部分(1MHz以上)是共模干擾，要抑制就很困難。包括共模濾波器在內(nèi)很多方法被使用來削除共模干擾。圖5所示是濾波器的結(jié)構(gòu)，包括輸入端的DM和CM濾波器。

圖5共模和差模干擾濾波器結(jié)構(gòu)

1.DM濾波器的設(shè)計

CM濾波器的電感對DM電流一說近似于短路，而且，CM濾波器的漏感對DM的EMI抑制有很大的作用。輸入DM濾波器通常用于削弱變換器橋臂直流紋波電流。因為變換器橋臂是諧波源。直流輸出電流必須抑制以符合EMC標(biāo)準(zhǔn)。變換橋輸出電流包括直流部分和基頻與開關(guān)頻率的諧波部分。直流部分通過差模濾波器不能得到抑制，而諧波部分將得到大大的抑制。圖6所示為諧波電流的等效電路。L和C是差模濾波器的等效電感和電容。R是電感L的等效串聯(lián)電阻(ESR)。Vdc為直流電壓，對諧波電流來說是短路的。Ik為變換橋的等效諧波電流源。I1為通過差模濾波器的DM電流。從等效電路可得如下表達式

圖6差模干擾電流等效電路

2.CM濾波器設(shè)計

在開關(guān)導(dǎo)通的瞬間，共模電流通過寄生的分布電容流向保護地。因為很難計算出共模電流的大小，因此CM濾波器的設(shè)計非常的困難。CM電感大小、電容的大小和位置一般通過實驗來確定。為了提高系統(tǒng)的高頻性能，將使用共模濾波器、RDC緩沖器和屏蔽等辦法。