摘要：介紹一種基于四通道ADC的高速交錯(cuò)采樣設(shè)計(jì)方法以及在FPGA平臺(tái)上的實(shí)現(xiàn)。著重闡述四通道高速采樣時(shí)鐘的設(shè)計(jì)與實(shí)現(xiàn)、高速數(shù)據(jù)的同步接收以及采樣數(shù)據(jù)的校正算法。實(shí)驗(yàn)及仿真結(jié)果表明，同步數(shù)據(jù)采集的結(jié)構(gòu)設(shè)計(jì)和預(yù)處理算法，能良好抑制并行ADC輸出信號(hào)因相位偏移、時(shí)鐘抖動(dòng)等造成的失配誤差。
關(guān)鍵詞：交錯(cuò)采樣；高速采樣時(shí)鐘；同步接收；信號(hào)處理

0 引言
高速、超寬帶信號(hào)采集技術(shù)在雷達(dá)、天文和氣象等領(lǐng)域應(yīng)用廣泛。高采樣率需要高速的模／數(shù)轉(zhuǎn)換器(ADC)。目前市場(chǎng)上單片高速ADC的價(jià)格昂貴，分辨率較低，且采用單片超高速ADC實(shí)現(xiàn)的數(shù)據(jù)采集對(duì)FPGA的性能和PCB布局布線技術(shù)提出了嚴(yán)峻的挑戰(zhàn)。
利用時(shí)間交叉采樣原理，對(duì)同一信號(hào)用多個(gè)相對(duì)較低速的ADC并行采樣是可行的。本文針對(duì)某項(xiàng)目要求構(gòu)建了四路采樣率為400 MHz的ADC和高性能FPGA接口處理平臺(tái)，實(shí)現(xiàn)1．6 GHz數(shù)據(jù)采集。著重討論了ADC采樣時(shí)鐘的設(shè)計(jì)、數(shù)據(jù)同步接收和校正預(yù)處理等關(guān)鍵技術(shù)，并提出軟硬件優(yōu)化方案。

1 采樣系統(tǒng)設(shè)計(jì)
1．1 多ADC并行采樣原理
時(shí)間交叉采樣原理基于使用多片相對(duì)低速的并行ADC實(shí)現(xiàn)高速數(shù)據(jù)采集。m路ADC中每一片ADC的采樣頻率是整個(gè)系統(tǒng)采樣頻率的1／m，通過(guò)算法調(diào)整可使每一路通道時(shí)鐘具有固定相位差，采樣數(shù)據(jù)經(jīng)多路排序合并后，可達(dá)到一路ADC采樣速率m倍的效果。圖1是四路采樣時(shí)序結(jié)構(gòu)，理想條件下各路時(shí)鐘相位依次相差90°。

1．2 時(shí)鐘設(shè)計(jì)
外部時(shí)鐘信號(hào)經(jīng)“時(shí)鐘分配模塊1”轉(zhuǎn)換成兩路同相差分時(shí)鐘信號(hào)，一路送“時(shí)鐘分配模塊2”，另一路經(jīng)PCB走線移相90°后送“時(shí)鐘分配模塊3”。模塊2，3各輸出兩路180°相差時(shí)鐘信號(hào)，最終得到依次相差近似90°的四路ADC采樣時(shí)鐘。
四路時(shí)鐘信號(hào)并非嚴(yán)格均勻相差90°，各路獨(dú)立進(jìn)入“相位調(diào)整電路”微調(diào)。相位微調(diào)電路由可編程移相LC網(wǎng)絡(luò)組成，F(xiàn)PGA獨(dú)立控制四路調(diào)整電路，使相位時(shí)延控制在200～300 ps范圍。時(shí)鐘分配及調(diào)整電路結(jié)構(gòu)如圖2所示。

1．3 數(shù)據(jù)接收和存儲(chǔ)
ADC輸出數(shù)據(jù)速率為400 MHz，與之相對(duì)應(yīng)的隨路時(shí)鐘為200 MHz，利用DDR方式接收數(shù)據(jù)。FPGA內(nèi)部PLL產(chǎn)生的四路時(shí)鐘信號(hào)的上升沿和下降沿都對(duì)輸入數(shù)據(jù)進(jìn)行實(shí)時(shí)采樣，數(shù)據(jù)與采樣時(shí)鐘之間保持一定的相位差，以滿(mǎn)足同步時(shí)序的數(shù)據(jù)建立時(shí)間(Tsu)和保持時(shí)間(Th)，如圖3所示。

通過(guò)FPGA輸入模塊IDDR映射生成內(nèi)部寄存器接收數(shù)據(jù)，并由異步FIFO實(shí)現(xiàn)內(nèi)部時(shí)序同步和存儲(chǔ)。ADC采樣數(shù)據(jù)的有效位是14 b，利用FPGA軟核生成的FIFO寬度和深度可分別設(shè)置為28 b和128，其中高14位[27：14]存儲(chǔ)奇數(shù)時(shí)刻的采樣數(shù)據(jù)，低14位[13：0]存儲(chǔ)偶數(shù)時(shí)刻的采樣數(shù)據(jù)，數(shù)據(jù)存儲(chǔ)如圖4所示。

2 數(shù)據(jù)預(yù)處理
2．1 時(shí)間交叉采樣引起的誤差
在圖1所示的多通道并行時(shí)間交叉采樣的數(shù)據(jù)采集系統(tǒng)結(jié)構(gòu)中，各個(gè)子通道間數(shù)據(jù)不可能完全匹配，主要會(huì)產(chǎn)生三種誤差：
(1)由于各個(gè)子通道ADC的增益不一致而引起的增益誤差(Gain Error)；
(2)多相時(shí)鐘設(shè)計(jì)不完全理想以及PCB板線路走線延遲不一致引起的采樣時(shí)刻偏離帶來(lái)的時(shí)間相位誤差(Time Skew Error)；
(3)各通道ADC基準(zhǔn)電壓不一致而引起的偏置誤差(Offset Error)。
以正弦信號(hào)為例，令輸入信號(hào)S=Acos(2πfint)+θ。其中：A，fin，θ分別為輸入信號(hào)的幅度、頻率和初始相位。若系統(tǒng)總采樣率為fs，經(jīng)m片ADC時(shí)間交叉采樣后第k個(gè)子通道的輸出為：

式中：0≤n 2．2 增益誤差的計(jì)算和校正
在本文的設(shè)計(jì)中，經(jīng)過(guò)模擬前端多相時(shí)鐘電路設(shè)計(jì)，時(shí)間相位誤差可以忽略，且ADC的基準(zhǔn)電壓由同一電源供電，偏置誤差也可忽略，在此，利用DFT變換校正增益誤差。對(duì)于只有增益誤差的第k個(gè)子通道的輸出信號(hào)yk(n)=gkAcos[2πfin(mn+k)／fs+θ]，做N點(diǎn)DFT得：

以第一個(gè)子通道的增益go為校正的起始標(biāo)準(zhǔn)，則第k個(gè)子通道的相對(duì)增益誤差為，因此，經(jīng)過(guò)增益誤差校正輸出信號(hào)為：%203%20實(shí)驗(yàn)仿真結(jié)果%20圖5是經(jīng)過(guò)FPGA內(nèi)部映射之后的時(shí)序仿真圖，可以看到經(jīng)過(guò)精心設(shè)計(jì)的多相時(shí)鐘技術(shù)以及合理的同步接收使信號(hào)的采集效果良好。