能源問題是當今世界廣泛關注的熱點問題，各國研究人員一直在努力尋找和開發(fā)新能源。近年來，環(huán)境振動能量已成為研究者的“ 新寵”，被應用在無線傳感器網(wǎng)絡的供電系統(tǒng)中，用以取代傳統(tǒng)的電池供電。

壓電能量采集因其具有轉化效率高、結構簡單、易于實現(xiàn)機構的微小化等諸多優(yōu)點而成為振動能量采集研究的熱點。然而壓電陶瓷片在振動環(huán)境中僅能輸出低功率、小電流的交流電，無法直接為電子器件供電。通常需要設計附加的能量采集電路，以便完成交直流轉換和能量存儲。如何盡可能提升能量采集電路的能量傳遞效率是該類電路研究中關心的主要問題。

最早的能量采集電路由二極管橋式整流和大電容濾波構成。它被成為AC-DC 標準能量采集電路SEH(Standard Energy Harvesting)，但該電路能量傳遞效率偏低，尤其是對機電耦合系數(shù)較低的能量采集裝置而言。為此，Guyomar 等人提出了電感同步開關采集電路SSHI( Synchronized Switch Harvesting onInductor)，由于該電路設計可大幅提升能量傳遞效率，已成為當前能量采集電路設計的主流方式。

需要指出的是，傳統(tǒng)SSHI電路的原理是在振動位移達到最大或最小時，閉合開關使電壓翻轉。為了協(xié)調控制開關閉合，需要用外接供電的傳感器檢測位移，并用控制器控制開關，顯然這種工作方式在采集能量的同時，還會消耗能量，有悖于環(huán)境能量采集的研究初衷。針對該問題，本文提出了一種完全不依賴外部檢測與控制設備的自感知型電感同步開關能量采集電路SS-SSHI( Self-Sensing Synchronized Switch Harvesting on Inductor)。該電路的優(yōu)點是僅依靠模擬電路即可完成檢測和控制，避免了對外界設備和能量的依賴。在該電路中，壓電片既是能量采集元件，又是傳感檢測元件，依靠其輸出電壓的峰值檢測與比較，可自動控制開關的閉合時機。同時，采用了一種模擬電子開關技術實現(xiàn)開關閉合。文中給出了電路的工作原理與功率分析，理論和實驗研究表明，相比于標準電路，SS-SSHI 電路即能顯著提高能量采集效率，又可避免對外界設備和能量的依賴。

1 壓電振子電學模型

壓電振子的電學模型可以等效為一個電流源和等效電容并聯(lián)，如圖1 所示。圖中Cp 為壓電片的夾持電容，Rp為壓電片等效內部電阻，一般為幾十兆歐或更大，ieq為等效電流源電流，可視為恒流源。

圖1 壓電能量采集模型

假設壓電振子的等效電流源的電流為ieq，那么它和振動速度關系如下：

其中αe 是外力—電壓因子，x(t)為壓電振子位移。

2 壓電振子電學模型

壓電振子一般產生的都是交流電，而我們要供電的負載大部分則是要求直流電，這就使得在給外界負載供電之前需要對其進行整流，提高能量采集效率是該類電路設計中首要考慮的問題。

2.1 標準能量采集電路

標準能量采集電路SEH( Standard Energy Harvesting)是最常見的轉換電路。它由標準的整流電路和濾波電容構成，一般選擇的濾波電容C r 要足夠大以保證整流電壓V DC 是一個保持不變的直流電壓，即時間常數(shù)RCr遠大于振蕩周期。電路原理圖如圖2 所示。

圖中C r為濾波電容，RL為等效負載，電路輸出功率等于負載的輸入功率。如果壓電片電壓| Vp| DC，那么當| Vp | 達到VDC 時，整流橋導通，壓電片電壓此時就在| Vp | = VDC 處停止上升。當| Vp | 開始下降時，整流橋又開始斷開，電路處于斷開狀態(tài)。

圖2 標準能量采集電路

電容兩端電壓和電量的關系為：

q =C ● V (2)

式中q 為電容兩端電荷，C 為電容大小，V 為電容兩端電壓。

當電容兩端電壓為固定值時，電容上儲存的能量W 為：

W =V ● q (3)

根據(jù)(2)和(3) 可以得出標準電路的能量采集功率PSEH為：

這里f0 =ω/2π是振動頻率，Cp 為壓電元件夾持電容，VDC為整流直流電壓，VOC，org 為原始開路電壓幅值，VD 為二極管壓降。

2.2 電感同步開關能量采集電路

傳統(tǒng)的經典能量采集電路由于電路一直處于通路狀態(tài)，電路本身損耗比較大，加之電路本身的結構缺陷，導致能量采集效率低下。為了解決這個問題，研究人員提出了一種基于電感的同步開關的能量采集電路SSHI( Synchronized Switch Harvesting on Inductor)，該電路包括一個電子控制開關，當壓電結構的位移達到最大值或最小值這個開關就被觸發(fā)，研究表明SSHI 電路的能量采集效率遠高于標準電路。該類電路又分為并聯(lián)同步開關電路( P-SSHI)和串聯(lián)同步開關電路(S-SSHI)。

傳統(tǒng)的SSHI電路原理圖如圖3 所示，電路的大部分時間斷開的，這樣能量采集電路本身的損耗就比較小，可以很好的提高能量采集效率。開關只有在位移達到最大值或最小值時才閉合，此時組成一個L-Cp 振蕩回路，電路振蕩周期遠小于機械振蕩周期，每次開關閉合后，存儲在壓電片Cp 上的能量便通過整流橋和電感L 轉移到電容Cr上來。

圖3 傳統(tǒng)的SSHI電路原理圖

通過(1)可知等效電流ieq和速度 成比例，這些開關動作可以保證Vp 和ieq是同相位的，所以從機械部分到電部分的輸入能量永遠是正的。Lefeuvre 等研究了SEH 電路和S-SSHI 電路的最大輸出功率：

式中，α 為力因子，ω 是振動角頻率，C0 是壓電元件夾持電容，UM 為壓電元件振動位移幅值，Qi 為SSHI電路品質因子。

通過上式可以看出S-SSHI 電路的最大輸出功率是SEH 電路的(1+e-π/2Qi ) / (1+e-π/2Qi ) 倍，顯然可以通過選擇合適的電路品質因子Qi 顯著的提高SSHI 電路的最大輸出功率。

3 自感知型電感同步開關能量采集電路

然而傳統(tǒng)的SSHI 電路的有一個致命的缺點：它不是一個自感知電路，即開關S 的通斷，需要位移傳感器和數(shù)字控制器，這些都需要額外的能量供給，有悖于能量采集研究的初衷。為此，本文根據(jù)文獻[12]給出的電子開關設計( 如圖4)，提出了一種自感知的同步開關能量采集SS-SSHI(Self-Sensing Synchronized Switch Harvesting on Inductor) 方法，僅依靠模擬電路就可以自動的根據(jù)壓電元件輸出電壓的變化控制開關的開閉。

圖4 電子開關

3.1 SS-SSHI電路工作原理

在自感知同步開關電路設計中，我們使用了互補的晶體管拓撲結構來實現(xiàn)對壓電片兩端電壓Vp 的直接包絡檢測：其中一部分用于最大值檢測，剩下的對稱部分用于最小值檢測。對SSHI 電路的改進電路SS-SSHI 如圖5 所示，圖中的主要元件的型號如表1。

圖5 SS-SSHI 電路原理圖[!--empirenews.page--]

圖中Vp 為壓電陶瓷片兩端電壓，VC1 和VC2 分別為電容C1 和C2兩端電壓。和傳統(tǒng)的SSHI 電路一樣，在每個周期內，伴隨著振動位移的變化，電子開關會在電壓Vp 達到最大值時或者最小值時閉合。

圖6 SS-SSHI 電路電壓變化曲線

由于我們采用的是互補拓撲結構，所以電路中的最大值檢測和最小值檢測是對稱的。本文將重點討論最大值檢測原理(最小值檢測與此類似)，結合電路工作的四個階段，給出SS-SSHI 電路的工作特性。對于最大值檢測，開關R1，D1 和C1 組成包絡檢測器，T1 作為比較器，而T3 作為電子開關。四個階段的電壓變化如圖7 所示。

自然充電階段：電路剛開始工作時，由于壓電元件的電壓是從0 開始增加的，所以要有一個自然充電階段。自然充電時的電流走向如圖8，電路導通部分為圖中藍線部分。在這個階段只有兩個包絡檢測器電路是導通的，而所有的三極管是斷開的。正向的等效電流ieq給Cp ，C1 和C2 充電，這樣Vp ，VC1和VC2也同時地增長。

圖7 電壓Vp 變化曲線

圖8 自然充電

第一次電壓翻轉階段：當Vp 達到它的最大值Vmax時，電容C1 兩端的電壓為Vmax -VD ，這里VD 為二極管上面的壓降。接著，Vp 開始下降，當下降值達到VD +VBE，也就是Vp = V1( T1 時刻) 時，三極管T1 導通。電容C1 通過T1(ec) ，D3，T3(be) ，Crect，D8，Li 和r開始放電，結果使得T3 導通。由開關T3 導通產生的感應回路：D5，T3(ce) ，Crect，D8，Li 和r 使得Cp 兩端迅速短路。Cp 開始從電壓V1 通過感應回路迅速放電，直到Vp 達到其局部最小值(t2 時刻)。第一次電壓翻轉的電流走向如圖9 所示，電路導通部分為圖中粗實線部分。

圖9 第一次電壓翻轉

第二次電壓翻轉階段：通過Li 的電流開始翻轉其方向，但是T3(ce) 這條回路由于D5 的電流翻轉而立即阻塞。但由D7，Crect，T4(ce) 和D6 組成的回路還是可以導通的。因為即使T4 是斷開的，在它的發(fā)射極和集電極總存在一個小的沒有充電的寄生電容。翻轉電流就通過這條回路，直到T4 的發(fā)射極—集電極電容CCE 充滿電，此時( T3 時刻)，Vp 變?yōu)閂3。Vp的局部最小值也就是V2 可能導致最小值開關的誤判。因此R2 是必須的，以確保用來最小值檢測的C2 的放電比Cp 慢， 這樣可以跳過局部最小值。圖10 顯示了第二次電壓翻轉的電流走向，電路導通部分用加粗實線表示。第二次電壓翻轉在自感知的能量采集電路中起副作用，可以選擇小的發(fā)射極—集電極電容CCE 可避免這種作用。然而，實際三極管中永遠存在寄生電容。

圖10 第二次電壓翻轉

電荷中和階段：在t3 時刻后，T3 和T4 都斷開了，但C2 仍舊沒有結束放電，C2 上剩余的電荷將流入Cp 和C1 直到他們擁有相同的電壓。這個電荷中和又導致Vp 在進入下半個周期即最小值檢測之前增大了一點至V4。C2 實際放電是從t1 時刻開始的，但是為了便于分析，假設電荷中和階段和其它3個階段一樣也是獨立的，電荷中和階段的電流走向如圖11，電路導通部分用粗實線表示。

圖11 電荷中和

最小值開關檢測可由電路中剩余的對稱部分完成，其原理和最大值檢測類似。只是對于最小值檢測，中間電壓就分別變?yōu)?V1，-V2，-V3 和-V4。