一個積分型ADC是一種通過使用積分器將未知的輸入電壓轉(zhuǎn)換成數(shù)字表示的一種模-數(shù)轉(zhuǎn)換器。在它最基本的實(shí)現(xiàn)中，這個未知的輸入電壓是被施加在積分器的輸入端，并且持續(xù)一個固定的時(shí)間段(所謂的上升階段)。然后用一個已知的反向電壓施加到積分器，這樣持續(xù)到積分器輸出歸零(所謂的下降階段)。這樣，輸入電壓的計(jì)算結(jié)果實(shí)際是參考電壓的一個函數(shù)，定時(shí)上升階段時(shí)間和測得的下降階段時(shí)間。下降階段時(shí)間的測量通常是以轉(zhuǎn)換器的時(shí)鐘為單位，所以積分時(shí)間越長，分辨率越高。同樣的，轉(zhuǎn)換器的速度可以靠犧牲分辨率來獲得提升。

這種類型的AD轉(zhuǎn)換器可以獲得高分辨率，但是通常這樣做會犧牲速度。因此，這些轉(zhuǎn)換器不適用于音頻或信號處理的場合應(yīng)用。 他們通常的典型應(yīng)用就是數(shù)字電壓計(jì)和其他需要高精度測量的儀表。

========基本設(shè)計(jì)=======

最基本的積分型ADC電路包含：

一個積分器、

一個選擇開關(guān)(用來選在被測電壓和參考電壓)、

一個定時(shí)器(用來決定對被測電壓的積分時(shí)間長度和測量參考電壓積分消耗時(shí)間)、

一個比較器(用來進(jìn)行過零檢測)、

一個控制器、

一個放電開關(guān)(這個根據(jù)實(shí)現(xiàn)形式可有可無，主要用來對積分電容進(jìn)行放電，與積分電容并聯(lián))。

上面的所有開關(guān)都由轉(zhuǎn)換器的控制器(通常是微處理器或?qū)Ｓ玫目刂七壿?，控制器的輸入包括一個時(shí)鐘信號(用來測量時(shí)間)和一個比較器的輸出信號(用來檢測積分器的輸出是否歸零)

轉(zhuǎn)換過程分兩個階段：上升階段和下降階段。在上升階段，積分器的輸入是被測電壓，在下降階段，積分器的輸入是已知的參考電壓。在上升階段中，開關(guān)選擇被測電壓進(jìn)入積分器，積分器持續(xù)一個固定的時(shí)間段進(jìn)行積分，在積分電容上面積累電荷。在下降階段，開關(guān)選擇參考電壓進(jìn)入積分器，在這階段測量積分器輸入歸零的時(shí)間。(譯者：總結(jié)起來就是先定時(shí)積分，再定值反向積分，測量反向積分時(shí)間)，電路如右圖：

為了使積分器向相反方向積分，參考電壓需要和被測電壓的極性相反。在大多數(shù)情況下，如果被測電壓為正，那么參考電壓就為負(fù)。為了能夠處理正負(fù)電壓輸入的情況，需要一個正向和一個負(fù)向的參考電壓。具體選擇哪一個參考電壓取決于上升階段積分結(jié)束后積分器的輸出電壓極性。也就是說，如果在上升階段結(jié)束時(shí)，積分器輸出是負(fù)，則需要接入一個負(fù)向參考電壓(譯者：因?yàn)榻拥氖欠e分器的反向輸入端)，如果積分器輸出是正，則需要接入一個正向參考電壓。

積分器輸出的基本公式如下(假設(shè)是一個恒定輸入)：

假設(shè)在每個轉(zhuǎn)換過程的初始電壓都是零，并且積分器在下降階段結(jié)束時(shí)的輸出電壓也是零，我們就可以得到下面兩個等式來表示積分器的兩個階段的輸出：

結(jié)合上面兩個等式，可以解除Vin，也就是得到了被測電壓的公式：

從這個公式可以看出，雙斜坡積分ADC的好處之一很明顯：測量結(jié)果與電路元件的值(其中的R和C)無關(guān)。然而，這并不意味著，R和C在雙斜坡積分ADC中不重要(下面將解釋這一問題)。

注意到在下圖中，在上升階段電壓是向上升高的，在下降階段電壓是向下降低的。在實(shí)際應(yīng)用中，由于比較器使用的是運(yùn)放的負(fù)反饋，施加一個正向電壓Vin實(shí)際會使輸出下降，

所以這里的“上”和“下”可以理解為積分電容充電的過程。

雙斜坡積分型ADC的分辨率主要由下降階段的時(shí)間長度和時(shí)間測量分辨率(例如控制器時(shí)鐘的頻率)來決定的(譯者：也就是速度和分辨率這一對矛盾的原因)。期望的分辨率(用bits數(shù)表示) 是滿量程輸入時(shí)，下降時(shí)間的最小長度。(Vin = -Vref)

在滿程輸入的測量過程中，積分器輸出的斜坡在上升和下降階段是相同的(方向相反)。也就是上升和下降階段的時(shí)間相等(

)，總的測量時(shí)間則為

。%20因此，滿程輸入的總的測量時(shí)間是基于期望的分辨率和控制器的時(shí)鐘頻率的。如下式：

舉個栗子：如果期望得到16bits的分辨率，控制器時(shí)鐘頻率是10MHz，那么測量時(shí)間計(jì)算下來就是13.1ms(也即是每秒鐘76個采樣)。采樣時(shí)間可以靠犧牲分辨率得到改善。如果分辨率降低到10bits，那么在同樣的10MHz的時(shí)鐘頻率下，測量時(shí)間就降低到僅為0.2ms(每秒鐘4900個采樣)。

========局限性=======

雙斜坡積分型ADC有幾個局限。對于基本的雙斜坡ADC來說，靠使用更長的測量時(shí)間或更高的時(shí)鐘頻率來任意提高分辨率是不可能的。分辨率被以下條件所限制：

1. 積分器運(yùn)放的范圍。 運(yùn)放的軌電壓限制了積分器的輸出電壓。 長時(shí)間的積分器輸入會導(dǎo)致輸出被限制到一個最大值，是的任何基于下降時(shí)間的計(jì)算都沒有意義。因此，應(yīng)基于運(yùn)放的軌電壓、參考電壓和期望的滿程被測電壓來小心地選擇積分器的電阻和電容，并且最長的上升時(shí)間也應(yīng)滿足期望的分辨率。(譯者：實(shí)際就是講積分器飽和的問題，后面的電荷平衡技術(shù)將解決這個問題)

2. 作為過零檢測的比較器的準(zhǔn)確度。寬帶電路噪聲限值了比較器精確檢測積分器輸出歸零的能力。 Goerke建議一個典型的限制是比較器分辨率1mV。

3. 積分電容的品質(zhì)。 盡管積分電容不需要完美的線性，但卻需要時(shí)間恒定(time-invariant)。介電吸收(Dielectric absorption)會導(dǎo)致嚴(yán)重問題。(譯者：個人認(rèn)為此處應(yīng)為介質(zhì)吸收。取一個數(shù)值較大的鉭電容，充電到10V左右，用一個100Ω的電阻即刻跨接在它兩端，迅速放電。移去電阻，用高阻抗的電壓表觀察電容兩端的電壓，可以看到電容又充電，幾秒后達(dá)到1V左右。 介質(zhì)吸收現(xiàn)象可能與介質(zhì)表面的殘留極化有關(guān)。 所以積分型ADC的電容應(yīng)選擇高質(zhì)量、低介質(zhì)吸收的電容，如特氟龍介質(zhì))

========改善=======

基本雙斜坡積分型ADC的設(shè)計(jì)在轉(zhuǎn)換速度和分辨率方面有限制。很對針對基本設(shè)計(jì)的修改在某種程度上解決了這些問題。

針對上升階段的改進(jìn)

改進(jìn)的雙斜坡

基本雙斜坡設(shè)計(jì)的上升階段會將被測電壓固定積分一段時(shí)間。 也就是說，它最終會在積分電容上建立一個不確定的電荷量。下降階段測量這個不確定的電荷來確定被測電壓。對于一個滿程輸入，測量時(shí)間的一半會被花費(fèi)到上升階段。對于更小的輸入，相對總測量時(shí)間的一個更大比例的時(shí)間會被花費(fèi)到上升階段。所以，減少花費(fèi)到上升階段的時(shí)間可以顯著降低總的測量時(shí)間。(譯者：此處以圖示似乎更容易說明問題。見下圖)

一個簡單的減少上升時(shí)間的方法就是增加充電電荷的積累速度，這可以靠減少輸入電阻值來實(shí)現(xiàn)。這依然是要積累同等數(shù)量的電荷，只是需要的時(shí)間更少。在下降階段使用同樣的算法，參考右圖，則得到下面的公式：

與基本雙斜坡積分轉(zhuǎn)換器不同，此等式與積分電阻有關(guān)?；蛘?，更重要的是，它與兩個積分電阻的比值有關(guān)。 這種改進(jìn)方法不能改進(jìn)轉(zhuǎn)換器的分辨率(因?yàn)樗鼪]有解決上面提到的分辨率的限值)。