摘要：本文針對傳統(tǒng)基準電壓的低PSR以及低輸出電壓的問題，通過采用LDO與帶隙基準的混合設計，并且采用BCD工藝，得到了一種可以輸出較高參考電壓的高PSR(電源抑制)帶隙基準。此帶隙基準的1．186 V輸出電壓在低頻時PSR為-145 dB，在0～1GHz頻帶內，最高PSR為-36 dB。在-50～150℃內，1．186 V基準的溫漂為7．5ppm／℃。
關鍵詞：電源抑制；級聯(lián)；帶隙基準；低壓差線性穩(wěn)壓器；溫度系數(shù)

    電子鎮(zhèn)流器的供電方式為半橋輸出接穩(wěn)壓管給芯片供電，其輸出電壓為高壓正弦波(50～100 kHz)，加之芯片內數(shù)字部分的干擾，這就給芯片的電源帶來較大的干擾。因此對芯片內基準的中頻PSR(Power Supply Rejection，電源抑制)有較大要求。本文從此角度在Brokaw帶隙基準的基礎上進行改進，采用LDO與基準的級聯(lián)設計來增加其PSR。

1 電路結構
1．1 基準核心
    目前的基準核心可以有多種實現(xiàn)方案：混合電阻，Buck voltage transfer cell，但是修調復雜，不宜工業(yè)化。本設計采用Brokaw基準核心，其較易實現(xiàn)高壓基準輸出，并且其溫漂、PSR及啟動特性均較好。本文采用的改進的Brokaw基準核心的結構如圖1所示。

    對此核心的分析：
    三極管的輸出電流公式：
   
    其中I是三極管射極電流，Is與射極面積成正比，n為一常數(shù)，取1。這里，取VQC2：VQC1=8：1，因此Is2=8xIs1，又I1=I2，分別代入(1)并相除，整理得：
   
   
    其中Vbe1是負溫度系數(shù)，Vt是正溫度系數(shù)，RC2與RC1是同類電阻，溫度系數(shù)相抵消，選擇合理的RC2／RC1，就可以得到一階補償為0的基準電壓，可以很好的滿足本芯片的要求。[!--empirenews.page--]
    在電流鏡的選取上，采用威爾遜電流鏡，精度高，不需外加偏置電路，因此電源抑制比較高。輸出管采用mos管，對VQC5、VQC1支路電路影響小。通過增加MC1，使VQC2和VQC1的集電極電位相近，減小誤差。
   
    產(chǎn)生的Vref為4．75 V，在放大電壓的同時，PSR、溫漂均放大了4倍，即PSR升高了12 dB(在隨后的仿真波形中可以看到)。
1．2 LDO
    LDO在低頻時的PSR主要取決于運放的增益，為此選擇折疊共源共柵電路。此LDO電路基于文獻中的電路修改，如圖2所示，并采用PSR高的偏置生成電路。

1. 3 啟動電路
    Brokaw核心本身存在0狀態(tài)，VQC5基極為高電平，VQC2、VQC1基極為低電平，因此引入如圖3的啟動電路。

    圖3中右下角即為啟動電路。對于常規(guī)Brokaw基準，當VQC2基極電壓低于啟動電壓時，VQCS2將VQC5基極電壓拉低VQC2基極電壓拉高，使電路啟動，所以VQCS2僅需很小的基極電流就可以使電路啟動。
    但是，由于本設計采用LDO供電，而LDO的參考電壓是bg，存在死循環(huán)，即bg低，則LDO低，所以基準核心的VQC5無法給VQCS2提供電流，也就無法提高VQC2的電壓即bg，因此需要外界提供大電流bias-start，使得當LDO無法啟動基準核心時，此電流可以足夠大，在RC4上產(chǎn)生的壓降使bg達到足夠大，繼而LDO達到使基準核心啟動所需的最低電壓，從而使電路進入自動修正狀態(tài)，最終使bg和ref達到指定電壓。
    這樣雖然能啟動，但是，正常工作時，此大啟動電流bias-start將通過VQCS1和VQCS3流向地，增加了系統(tǒng)的負擔。因此，在電流輸出管MB3下加入控制管MBC，并使得在正常工作時，LDO的高電壓足以使MBC關斷，從而降低啟動電路的損耗。
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2 仿真與分析
    本次設計的仿真基于ASMC的1 μm的高壓BCD工藝。
2．1 啟動仿真
    圖4是工藝角為tt，t=27℃時的啟動仿真，此基準需要3 μs就可建立正常狀態(tài)，這是由于基準核心中的Cc1選取為比較小的2 pF的結果，這樣做的另一個結果就是中頻PSR有所降低，實際電路可根據(jù)需要選取Cc1的大小，如果需要中頻PSR較大，但對啟動時間要求較低時，可以選取大Cc1(如Cc1選取10pF，則最高PSR將降為-28dB，但啟動時間升至10μs)。LDO、ref、bg的啟動過程比較平穩(wěn)，沒有過沖現(xiàn)象。

    MBC控制作用的簡述：在1μs時流過100μA的啟動電流，當LDO、ref、bg建立最低工作電壓后，啟動電路開始關斷過程，電流急劇減小，并最終在2μs時接近0A。整個電路正常運行時消耗的電流是266μA。
2．2 溫漂仿真
    圖5為不同工藝角下的溫漂仿真。仿真結果表明，此電路可以達到ref-45 ppm、bg-7．5 ppm的低溫漂。實際電路存在器件的不匹配和誤差等，雖然達不到理論上的溫漂，但通過仔細布版、修調帶隙核心電路中Rc1、Rc2，可以達到較低的溫漂。

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2．3 PSR的仿真
    圖6為工藝角tt，vcc=8.5V，t=27℃時的PSR的仿真，此基準對電源干擾的抑制能力較強，4．75V輸出電壓在工作頻率60 k左右時的PSR達到了-75．1 dB，能有效抑制由半橋產(chǎn)生的震蕩；而且對來自數(shù)字部分的高頻震蕩也有較強的抑制能力。

    表1為輸出電壓bg在不同工藝角下的PSR的仿真結果，本電路在不同工藝角下都能在高電源干擾的芯片中正常工作。

3 結論
    本文通過結合LDO與Brokaw基準核心，設計出了高PSR的帶隙基準，此帶隙基準輸出的1．186 V電壓的低頻PSR為-145 dB，最高PSR為-36 dB，溫漂可以達到7．5 ppm，適用于電子鎮(zhèn)流器芯片。本設計還優(yōu)化了啟動部分，使新的帶隙基準可以在短時間內順利啟動。此電路根據(jù)需要還可以修改基準核心中的Rc3、Rc4，采用多段電阻分壓方式，以輸出多種參考電壓，方便靈活定制芯片。