背景

汽車照明裝配供應(yīng)商正在考慮用LED器件與高強(qiáng)度放電(HID) 照明競爭。首先，LED器件的驅(qū)動(dòng)電路沒有HID 燈復(fù)雜。HID燈要求高壓鎮(zhèn)流電路在HID 燈中啟動(dòng)一個(gè)電弧，而且在啟弧后需要調(diào)整其電壓輸出，以維持對(duì)HID燈的恒定功率供應(yīng)。從電磁兼容(EMC)的觀點(diǎn)來看，這些高壓電路易于產(chǎn)生噪聲，進(jìn)一步阻礙了這些技術(shù)在汽車領(lǐng)域使用。最后，LED器件的成本持續(xù)下降，使這種技術(shù)對(duì)于成本敏感的汽車市場越來越有吸引力。

一個(gè)典型的LED前照燈應(yīng)用要求給LED陣列提供大約25 瓦以上的功率。因?yàn)長ED元件的一個(gè)優(yōu)點(diǎn)是效率高，所以驅(qū)動(dòng)電子元件也應(yīng)該提高效率，以充分發(fā)揮LED技術(shù)的優(yōu)勢(shì)。因此考慮采用某種開關(guān)電源 (SMPS)來實(shí)現(xiàn)這個(gè)目標(biāo)是可以的(參見圖1)。但大多數(shù)SMPS 設(shè)計(jì)的目標(biāo)是調(diào)節(jié)電壓而不是電流。

選擇電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

對(duì)于這種應(yīng)用，選擇了降壓拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。輸入電壓的限制(VBATT =9 V min.) 和陣列的正向壓降(2xVF=8.0 V，VFMAX=4 V@IF=350 mA)確定后，期望采用降壓拓?fù)鋪頋M足這些要求是合理的。其他驅(qū)動(dòng)LED的方法是用開關(guān)方式產(chǎn)生/穩(wěn)定電壓，然后通過脈沖寬度調(diào)制方式調(diào)節(jié)流過LED的電流。在LED和開關(guān)的路徑上，需要串聯(lián)一個(gè)限流電阻，以避免流過的電流過大，造成潛在的損害。這個(gè)串聯(lián)電阻消耗功率，也會(huì)導(dǎo)致效率降低。

但是，SMPS本身具備有利于穩(wěn)流的元件。降壓調(diào)節(jié)器的簡化電路如圖2所示。

更仔細(xì)的觀察這個(gè)設(shè)計(jì)中的儲(chǔ)能元件可以發(fā)現(xiàn)一些有趣的觀點(diǎn)。通過電感的電流可以看作既是交流也是直流元件?？紤]SMPS的電感在連續(xù)模式中工作的情況 (通過電感的電流波形參見圖3)。 在這個(gè)應(yīng)用中直流元件特別令人關(guān)注。因?yàn)殡娏魇顷P(guān)鍵參數(shù)，所以調(diào)節(jié)電流并向負(fù)載提供是這個(gè)電路的主要目標(biāo)。還應(yīng)該記住把交流元件減到最小的目標(biāo)。
 

另外，因?yàn)椴豢紤]輸出電壓，而且它會(huì)隨著LED 器件而改變，因而不需要像傳統(tǒng)穩(wěn)壓電路一樣考慮這個(gè)節(jié)點(diǎn)的穩(wěn)壓任務(wù)。當(dāng)電感進(jìn)行充電并且?guī)椭騆ED 陣列提供能量時(shí)，輸出電容在此期間提供電流。傳統(tǒng)穩(wěn)壓器的這個(gè)元件將保留。

選擇控制器

這里選擇了安森美半導(dǎo)體CS5165A，因?yàn)殡S著誤差放大器參考電壓從3.54V 變化到1.25V，它具有5比特可編程能力，有了可變的參考電壓，就可以設(shè)計(jì)可調(diào)的調(diào)節(jié)器，而不需要改變反饋元件。
 

CS5165A的另一個(gè)有利的特性是，它是控制器而不是穩(wěn)壓器。這樣可以根據(jù)整個(gè)電路特定的功率處理要求來選擇輸出開關(guān) 。最后，CS5165A是一個(gè)同步調(diào)節(jié)器，進(jìn)一步提高了這種特殊應(yīng)用中更高功率設(shè)計(jì)的效率。

最終設(shè)計(jì)

以下討論參見圖5 。如果有了以上的優(yōu)點(diǎn)，可以在汽車典型的輸入電壓范圍內(nèi)，使用CS5165A進(jìn)行額定輸出電流為3.5A的設(shè)計(jì)(外部需要提供負(fù)載切斷和電池反向的額外保護(hù))。假設(shè)讀者已熟悉降壓 SMPS的基本概念，因此在此只強(qiáng)調(diào)本設(shè)計(jì)更獨(dú)特的特點(diǎn)。
 

第一步是將期望的參數(shù)和電流值變換為由CS5165A調(diào)節(jié)的電壓值。這可以由RSENSE1 完成。為了進(jìn)一步提高效率，要用運(yùn)算放大器放大RSENSE1 上的電壓信號(hào)，并且保持電阻中的損耗為最小。確定所需負(fù)載電流的Vref 設(shè)置點(diǎn)方程如下所示(其中A 是放大器電路的增益):

VREF=A ILOAD RSENSE1

從減小導(dǎo)通損耗和熱量觀點(diǎn)考慮選擇一對(duì)NTB45N06 N-溝道功率MOSFET。另外，上部MOSFET M1選擇了器件的邏輯級(jí)版本。這有助于當(dāng)電荷泵峰值儲(chǔ)備不足時(shí)，用較高的輸入電壓驅(qū)動(dòng)上部MOSFET。

為了驅(qū)動(dòng)上部MOSFET，用C1 作為電荷泵元件實(shí)現(xiàn)了一個(gè)電荷泵。C1 把電荷泵入由Q1、D1、D2 & D4、R2 & R3 和 C3 & C4構(gòu)成的分流穩(wěn)壓電路。當(dāng)M2導(dǎo)通而且驅(qū)動(dòng)開關(guān)節(jié)點(diǎn) (上部MOSFET M1的源極) 到地后，C1 通過D1充電到電池電壓。然后，當(dāng)M1驅(qū)動(dòng)開關(guān)節(jié)點(diǎn)從電池電壓上升時(shí)，C1上的電荷通過D2送到C3。此電壓用于把M1 驅(qū)動(dòng)到電池電壓以上并且為器件提供足夠的VGS。[!--empirenews.page--]

M1包括D3 & R1，構(gòu)成非對(duì)稱驅(qū)動(dòng)電路。在這個(gè)設(shè)計(jì)的早期版本中可以發(fā)現(xiàn)，穿通電流是一個(gè)問題。穿通定義為，由于M1和M2同時(shí)導(dǎo)通，電流直接從VBATT流到GND ?？刂乞?qū)動(dòng)M1 和 M2的時(shí)機(jī)非常重要，因此添加R1來延緩M1的導(dǎo)通時(shí)間。這可使M2有足夠的時(shí)間，以便在M1導(dǎo)通時(shí)M2斷開。CS5165A提供了一定的不重疊時(shí)間，但是增加這個(gè)電路的收獲更多。當(dāng)驅(qū)動(dòng)周期反向時(shí)，二極管D3 減小了M1的關(guān)斷時(shí)間。而當(dāng)M2必須導(dǎo)通而且M1必須快速關(guān)斷時(shí)，這減少了穿通現(xiàn)象。

另一個(gè)減少穿通現(xiàn)象并且提高效率的電路是D5、R5 & C6的網(wǎng)絡(luò)。在開關(guān)節(jié)點(diǎn)存在高dV/dT的情況下，下部MOSFET M2 可以通過它自己的漏極-柵極電容導(dǎo)通。增加D5、R5 & C6可以減少這種效應(yīng)：當(dāng)IC的下部MOSFET驅(qū)動(dòng)信號(hào)(VgateL)變高時(shí)，電流會(huì)流過二極管和電阻到FET的源極。這個(gè)電流會(huì)在電容上建立一個(gè)電壓，大小等于二極管上的壓降。二極管D5是一個(gè)雙二極管，所以電壓大約為1.2V。那么，當(dāng)下部MOSFET驅(qū)動(dòng)信號(hào) (VgateL)驅(qū)動(dòng)到地時(shí)，由于C6上的電壓，M2的柵極實(shí)際上驅(qū)動(dòng)到地以下。這個(gè)電壓足夠使上部MOSFET M1導(dǎo)通時(shí)關(guān)斷M2。

最后，用放大器放大RSENSE1上產(chǎn)生的檢測電壓。實(shí)現(xiàn)的電路是一個(gè)差動(dòng)配置，電壓增益為10。因此，RSENSE1上產(chǎn)生的電壓，在穩(wěn)流的整個(gè)范圍內(nèi)，在125 mV和354 mV 之間變化。結(jié)果是，和用直接正向檢測電阻方法比較，其功耗為1/10。如果RSENSE1 是0.7 歐姆而不是0.07歐姆，在檢測電阻上就要浪費(fèi)大約18瓦! 
 

性能

按照原理圖建立電路后，得到了以下性能數(shù)據(jù)。首先，繪出實(shí)際的輸出電流IOUT ，作為是可編程參考電壓VREF的函數(shù)的曲線。VREF可以從1.340 V 到2.090 V以50 mV的步長，以及在 2.140 V 到 3.540 V以100 mV的步長進(jìn)行選擇。其性能在圖6中一目了然。

圖6中所畫的值代表9 V 到15 V測試輸入電壓的工作情況。注意到設(shè)置值從50 mV 步長變到100 mV 步長處有清楚的反射點(diǎn)。通過改變RSENSE1的值可以簡單的改變此電路的總體工作范圍。也注意到對(duì)于各種輸入電壓，IOUT 的改變很小。

下面的一組工作波形如圖7所示。注意到工作頻率發(fā)生改變，因?yàn)?CS5165A 是一個(gè)恒定關(guān)斷時(shí)間的控制器。元件C12設(shè)置了關(guān)斷時(shí)間的值。關(guān)斷時(shí)間保持固定，而導(dǎo)通時(shí)間會(huì)根據(jù)負(fù)載要求而改變。在這種情況下，負(fù)載電流改變，將增加LED 陣列上的壓降。在經(jīng)典的穩(wěn)壓器中，占空比根據(jù)步降電壓比改變。因?yàn)殡妷罕入S不同的負(fù)載電流有效的改變，占空比也發(fā)生變化。注意到圖7中的波形測量值就可以得出這些結(jié)果。也要注意通過L1的紋波電流。
 

下面簡單地探討效率問題。以下討論參見圖8。可以看到，電路一般在較低的輸入電壓和較重的負(fù)載時(shí)效率最高。在所有工作情況下，總的效率不會(huì)低于75%。

結(jié)論

總的來說，較高輸入電壓時(shí)效率較低，因?yàn)閱?dòng)電路和CS5165A允許的最大輸入電壓有限制。齊納二極管D4選作為一個(gè)18V器件?？紤]到Q1的基極 - 發(fā)射極 的~0.7V結(jié)壓降，這仍然可使CS5165A上施加了17.3V電壓。盡管這稍微超過了數(shù)據(jù)表上的最大VCC 值，但依然可使上部MOSFET在較高的VBATT 值時(shí)被稍微驅(qū)動(dòng)。如果上部MOSFET驅(qū)動(dòng)得太輕，它將會(huì)工作在歐姆區(qū)，會(huì)在MOSFET中引起比預(yù)計(jì)更多的導(dǎo)通損耗。

本文描述的電路滿足了驅(qū)動(dòng)高功率并聯(lián)LED 陣列的目標(biāo)。這種方法的一些限制在于LED 陣列自身的配置。各種并聯(lián)與分支電路會(huì)根據(jù)LED器件匹配情況承載不同的電流。嘗試監(jiān)視并控制各個(gè)分支電路比重新安排陣列需要更多的努力。處理這種限制的更好陣列是串聯(lián)所有LED器件，并且從汽車電池升壓，以滿足要求。這種方法也有其缺點(diǎn)。但是，一旦有了并聯(lián)LED 陣列，此電路能提供許多有用的功能來驅(qū)動(dòng)這樣的配置。