LED是一個非線性器件，正向電壓的微小變化會引起電流的巨大變化；LED是一個半導體二極管，其伏安特性隨溫度變化而變化(-2mV/℃),假如溫度升高，在恒壓驅動下LED的電流會增加。長期超過額定電流工作，會大大縮短LED的使用壽命。而LED恒流主要目的是當輸入或輸出電壓變化時，確保其工作電流不變。為了保證LED產品的優(yōu)勢，針對不同功率段的LED電源，必須選擇合適的拓撲結構使LED驅動電源達到高效率，高可靠性，滿足安規(guī)，EMI相關標準及低成本要求。對于15W-90W中小功率LED驅動電源通常選用結構簡單的反激式拓撲。根據EN61000-3-2的C類標準，所有照明產品必須達到其要求，使得單級PFC反激架構在LED照明市場得到了迅速發(fā)展，由于其功率轉換效率高系統成本低，體積小在LED照明領域獲得了廣泛的應用。

　　1工作原理分析與設計

　　1．1TDA4863-2芯片簡介

　　TDA4863-2是英飛凌半導體公司(Infineon)推出的一款功率因數校正(PFC)控制器[1]。它工作于準諧振模式，功率因素可以達到接近1,啟動電流小，內部集成圖騰柱可以驅動大電流MOSFET。TDA4863-2嵌入了電流總諧波失真(THD)優(yōu)化電路，在全電壓輸入條件下也可以有效控制AC輸入電流的交越失真和誤差放大器的輸出紋波失真，從而提高功率因數，降低輸入電流總諧波失真。該芯片主要應用于前級PFC校正電路，本文中將其應用于單級PFC反激架構。

　　1．2基于TDA4863-2單級反激LED驅動電源設計與原理分析

　　TDA4863-2的單級PFC反激電源原理圖如圖1所示，交流電壓經過EMI和整流單元后流入電容C1，電容C1的容量可以選擇很小的金屬化薄膜電容，使得C1兩端的電壓100Hz/120Hz波形(取決于輸入電壓頻率)，該電壓可近似表示為：

　　其中θ=ωt，VPK為輸入電壓與2的平方根乘積。

　　圖1：臨界模式單級PFC反激式電路結構圖

　　該電壓經過R5,R6電阻分壓后流入IC的MULT腳，該電壓與COMP腳的信號的乘積為內部乘法器的輸出信號Vref。乘法器輸出的信號也是經增益系數變換后的全波整流正弦半波(誤差信號)，而且被用作輸入電流的參考。

　　在開關管導通時刻，初級繞組NP中的電感電流IPKP線性上升，CS引腳檢測R19電阻電壓，當R19兩端電壓Vs上升到Vs=Vref時，此時R19兩端電壓Vs=IPKP*R19，GD輸出低電平信號，使開關管Q4關斷，則

　　在圖2中的波形，Vref是乘法器輸出信號，該信號被送到內部比較器同相輸入端，負相輸入端則連接到CS端，當GD輸出高電壓時，MOSFET導通，電感電流斜升，直到信號達到Vref的電平。在此點上，內部邏輯電路會改變狀態(tài)并使GD輸出低電平，斷開MOSFET，電流斜降直到降為零。ZCD零電流檢測電路則測量輔助繞組(Nb)兩端的電壓,當它的電壓降到ZCD閾值1.5V時，在此刻，GD輸出高電平信號，電流再次斜升。

　　由圖2可以看出，初級電感電流是三角波變化，峰值電流包絡為正弦波，整流橋后的電流是整個開關周期的每個三角波的平均值，則其大小表示為[2]：

　　設K=Vpk/VR，D為占空比，VR為反射電壓=匝比(N)*(Vout+VF)

　　由式(3)得知，當K為0時，Iin(wt)為正弦波，但隨著K的增大，Iin(wt)偏離正弦波越嚴重。反激拓撲即使在理想情況也不可能使功率因素為1，由于K為0，那么反射電壓VR則需要為無窮大。也可以從式(3)得知，若要得到更高的功率因素，則需要更高的反射電壓VR，即增加變壓器匝數比N=NP/NS，但由于MOSFET的應力問題VR的設計需要適中,使MOSFET的額定電壓必須高于VDS電壓。本設計中匝比n=3.8,反射電壓約為190V，故選擇800V的MOSFET。

　　圖2：臨界模式變壓器中的初級電流變化

　　2.恒流反饋分析

　　本設計中的恒流反饋區(qū)別于常見的恒流反饋，如圖4所示。此反饋設計相比傳統使用CV/CCIC設計的恒流反饋電路有以下優(yōu)點，其一減少元件器個數降低BOM的成本，其二反饋響應時間快無過沖，其三此設計具有短路保護功能，在輸入300VAC時，若輸出短路，測得輸入功率小于1.8W，波形如圖3所示。次級繞組電流升高，電流互感器檢測此電流高于預設定值時，CT1的Vo端輸出高電平送到IC的INV腳，MOSFET關斷(見圖3)。其工作原理是使用一個電流互感器檢測二次測繞組的三角波電流，經過整流濾波后送到TDA4863-2的INV引腳進行精確的電流控制。

　　圖3：300Vac輸入時輸出短路保護波形

　　圖4：輸出整流濾波和恒流反饋電路

　　3.電流互感器設計

　　根據電流互感器特點，一般選擇高?材料的磁芯，使激磁電流盡量小。原邊通常選擇1匝方便作業(yè)，Ns增加，電流互感器誤差減小，取樣電阻的損耗也減小，但隨著Ns地增加，成本也會增加。

　　已知條件：Vo=2.5V IP=1A

　　設：NP=1TRo=250歐

　　根據公式NS=IP*NP/ISIs=Vo/Ro

　　計算得：Ns=100T　　4.實驗測試及仿真數據

　　本設計中的輸入從85Vac到300Vac,輸出功率約48W，工作電壓約為48V，輸出電流約1A。在標準負載條件下，如圖5所示可以看出兩者之間是非常近似，且輸入的電流波形是基本呈正弦波。從圖6看到該電源從85V到300V輸入均獲得較高的功率因素且較低的THD以及很高的效率，電流精度誤差小于+/-5%。輸入電壓越低，PF越高，THD越小，與式5理論分析吻合，可以看出越低的輸入電壓，Iinθ越接近正弦,THD越小，PF就越高。

　　圖5：300Vac輸入的電源仿真及實驗測得波形圖

　　圖6：85VAC-300VAC電壓輸入的電源輸出特性

　　5.結語

　　本文介紹了基于TDA4863-2為核心的單級PFC反激架構LED驅動電源，并對其工作原理及如何實現功率因素進行了理論分析，并且以圖1的原理圖創(chuàng)建了一個基于SIMetrix/SIMPLIS仿真平臺的模型進行了系統仿真。該電源電路結構簡單，通過樣機實驗及仿真分析，驗證了該方案在85Vac-300Vac輸入電壓范圍內，具有高功率因素、高效率、低THD以及良好的線性調整率和負載調整率，可以很好地滿足EN61000-3-2的電流諧波分量等技術要求。