O 引言
    傳統(tǒng)的用于電子設(shè)備前端的二極管整流器，作為一個(gè)諧波電流源，干擾電網(wǎng)線電壓，產(chǎn)生向四周輻射和沿導(dǎo)線傳播的電磁干擾，導(dǎo)致電源的利用效率下降。近幾年來，為了符合國際電工委員會(huì)61000-3-2的諧波準(zhǔn)則，功率因數(shù)校正電路正越來越引起人們的注意。 功率因數(shù)校正技術(shù)從早期的無源電路發(fā)展到現(xiàn)在的有源電路；從傳統(tǒng)的線性控制方法發(fā)展到非線性控制方法，新的拓?fù)浜图夹g(shù)不斷涌現(xiàn)。本文歸納和總結(jié)了現(xiàn)在有源功率因數(shù)校正的主要技術(shù)和發(fā)展趨勢(shì)。

1 功率因數(shù)(PF)的定義
    功率因數(shù)(PF)是指交流輸入有功功率(P)與輸入視在功率(S)的比值。即

式中：I1為輸入基波電流有效值；

    為輸入電流失真系數(shù)；
    Irms為輸入電流有效值；
    cosφ為基波電壓與基波電流之間的相移因數(shù)。 
    可見PF由γ和cosφ決定。cosφ低，則表示用電電器設(shè)備的無功功率大，設(shè)備利用率低，導(dǎo)線、變壓器繞組損耗大。γ值低，則表示輸入電流諧波分量大，對(duì)電網(wǎng)造成污染，嚴(yán)重時(shí)，對(duì)三相四線制供電還會(huì)造成中線電位偏移，致使用電電器設(shè)備損壞。由于常規(guī)整流裝置使用晶閘管或二極管，整流器件的導(dǎo)通角遠(yuǎn)小于180°，從而產(chǎn)生大量諧波電流成分，而諧波電流不做功，只有基波電流做功，功率因數(shù)很低。全橋整流器電壓和電流波形圖如圖1所示。

2 功率因數(shù)校正實(shí)現(xiàn)方法
    由式(1)可知，要提高功率因數(shù)有兩個(gè)途徑，即使輸入電壓、輸入電流同相位；使輸入電流正弦化。

    利用功率因數(shù)校正技術(shù)可以使交流輸入電流波形完全跟蹤交流輸入電壓波形，使輸入電流波形呈純正弦波，并且和輸入電壓同相位，此時(shí)整流器的負(fù)載可等效為純電阻。
    功率因數(shù)校正電路分為有源和無源兩類。無源校正電路通常由大容量的電感、電容組成。雖然無源功率因數(shù)校正電路得到的功率因數(shù)不如有源功率因數(shù)校正電路高，但仍然可以使功率因數(shù)提高到o．7~0．8，因而在中小功率電源中被廣泛采用。有源功率因數(shù)校正電路自上世紀(jì)90年代以來得到了迅速推廣。它是在橋式整流器與輸出電容濾波器之間加入一個(gè)功率變換電路，使功率因數(shù)接近1。有源功率因數(shù)校正電路工作于高頻開關(guān)狀態(tài)，體積小、重量輕，比無源功率因數(shù)校正電路效率高。本文主要討論有源功率因數(shù)校正方法。

3 有源功率因數(shù)校正方法分類
3.l 按有源功率因數(shù)校正拓?fù)浞诸?BR>3.1.1 降壓式
    因噪聲大，濾波困難，功率開關(guān)管上電壓應(yīng)力大，控制驅(qū)動(dòng)電平浮動(dòng)，很少被采用。
3．1．2 升／降壓式
    須用二個(gè)功率開關(guān)管，有一個(gè)功率開關(guān)管的驅(qū)動(dòng)控制信號(hào)浮動(dòng)，電路復(fù)雜，較少采用。
3.1.3 反激式
    輸出與輸入隔離，輸出電壓可以任意選擇，采用簡單電壓型控制，適用于150W以下功率的應(yīng)用場(chǎng)合。典型電路如圖2所示。

3.1.4 升壓式(Boost)
    簡單電流型控制，戶F值高，總諧波失真(THD)小，效率高，但是輸出電壓高于輸入電壓。典型電路如圖3所示。適用于75~2000W功率范圍的應(yīng)用場(chǎng)合，應(yīng)用最為廣泛。它具有以下優(yōu)點(diǎn)：電路中的電感L適用于電流型控制；由于升壓型APFC的預(yù)調(diào)整作用在輸出電容器C上保持高電壓，所以電容器C體積小、儲(chǔ)能大；在整個(gè)交流輸入電壓變化范圍內(nèi)能保持很高的功率因數(shù)；當(dāng)輸入電流連續(xù)時(shí)，易于EMI濾波；升壓電感L能阻止快速的電壓、電流瞬變，提高了電路工作可靠性。

3.2 按輸入電流的控制原理分類
3.2.1 平均電流型
    工作頻率固定，輸入電流連續(xù)(CCM)，波形圖如圖4(a)所示。TI公司的UC3854就工作在平均電流控制方式。

    這種控制力式的優(yōu)點(diǎn)是：恒頻控制；工作在電感電流連續(xù)狀態(tài)，開關(guān)管電流有效值小、EMI濾波器體積??；能抑制開關(guān)噪聲；輸入電流波形失真小。
    主要缺點(diǎn)是：控制電路復(fù)雜，須用乘法器和除法器，需檢測(cè)電感電流，需電流控制環(huán)路。
3.2.2 滯后電流型
    工作頻率可變，電流達(dá)到滯后帶內(nèi)發(fā)生功率開關(guān)通與斷操作，使輸入電流上升、下降。電流波形平均值取決于電感輸入電流，波形圖如圖4(b)所示。
3.2.3 峰值電流型
    工作頻率變化，電流不連續(xù)(DCM)，波形圖如圖4(c)所示。 DCM采用跟隨器方法具有電路簡單、易于實(shí)現(xiàn)的優(yōu)點(diǎn)，似存在以下缺點(diǎn)：PF和輸入電壓Vin與輸出電壓V0的比值有關(guān)，即當(dāng)Vin變化吋，PF值也將發(fā)生變化，同時(shí)輸入電流波形隨Vin/Vo的值的加大而使THD變大；開關(guān)管的峰值電流大(在相同容量情況下，DCM中通過開關(guān)器件的峰值電流為CCM的2倍)，從而導(dǎo)致開關(guān)管損耗增加。所以在大功率APFC電路中，常采用CCM方式。
3.2.4 電壓控制型
    工作頻率固定，電流不連續(xù)，采用固定占空比的方法，電流自動(dòng)跟隨電壓。這種控制方法一般用在輸出功率比較小的場(chǎng)合，另外在單級(jí)功率因數(shù)校正中多采用這種方法，后面會(huì)介紹。波形圖如圖4(d)所示。
3.3 其他控制方法
3.3.1 非線性載波控制技術(shù)
    非線性載波控制(NLC)不需要采樣電壓，內(nèi)部電路作為乘法器，即載波發(fā)生器為電流控制環(huán)產(chǎn)生時(shí)變參考信號(hào)。這種控制方法工作在CCM模式，可用于Flyback,Cuk,Boost等拓?fù)渲校湔{(diào)制方式有脈沖前沿調(diào)制和脈沖后沿調(diào)制。
3.3.2 單周期控制技術(shù)
    單周期控制原理圖如圖5所示，是一種非線性控制技術(shù)。該控制方法的突出特點(diǎn)是，無論是穩(wěn)態(tài)還是暫態(tài)，它都能保持受控量 (通常為斬波波形)的平均值恰好等于或正比于給定值，即能在一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)，有效地抑制電源側(cè)的擾動(dòng)，既沒有穩(wěn)態(tài)誤差，也沒有暫態(tài)誤差，這種控制技術(shù)可廣泛應(yīng)用于非線性系統(tǒng)的場(chǎng)合，不必考慮電流模式控制中的人為補(bǔ)償。
3.3.3 電荷泵控制技術(shù)
    利用電流互感器檢測(cè)開關(guān)管的開通電流，并給檢測(cè)電容充電，當(dāng)充電電壓達(dá)到控制電壓時(shí)關(guān)閉開關(guān)管，并同時(shí)放掉檢測(cè)電容上的電壓，直到下一個(gè)時(shí)鐘脈沖到來使開關(guān)管再次開通，控制電壓與電網(wǎng)輸入電壓同相位，并按正弦規(guī)律變化。由于控制信號(hào)實(shí)際為開關(guān)電流在一個(gè)周期內(nèi)的總電荷，因此稱為電荷控制方式。

4 功率因數(shù)校正技術(shù)的發(fā)展趨勢(shì)
4.1 兩級(jí)功率因數(shù)校正技術(shù)的發(fā)展趨勢(shì)
    目前研究的兩級(jí)功率因數(shù)校正，一般都是指Boost PFC前置級(jí)和后隨DC／DC功率變換級(jí)。如圖6所示。對(duì)Boost PFC前置級(jí)研究的熱點(diǎn)有兩個(gè)，一是功率電路進(jìn)一步完善，二是控制簡單化。如果工作在PWM硬開關(guān)狀態(tài)下，MOSFET的開通損耗和二極管的反向恢復(fù)損耗都會(huì)相當(dāng)大，因此，最大的問題是如何消除這兩個(gè)損耗，相應(yīng)就有許多關(guān)于軟開關(guān)Boost變換器理論的研究，現(xiàn)在具有代表性的有兩種技術(shù)，一是有源軟開關(guān)，二是無源軟開關(guān)即無源無損吸收網(wǎng)絡(luò)。

    有源軟開關(guān)采用附加的一些輔助開關(guān)管和一些無源的電感電容以及二極管，通過控制主開關(guān)管和輔助開關(guān)管導(dǎo)通時(shí)序來實(shí)現(xiàn)ZVS或者ZCS。比較成熟的有ZVT—Boost，ZVS—Boost，ZCS—Boost電路等。雖然有源軟開關(guān)能有效地解決主開關(guān)管的軟開關(guān)問題，但輔助開關(guān)管往往仍然是硬開關(guān)，仍然會(huì)產(chǎn)生很大損耗，再加上復(fù)雜的時(shí)序控制，使變換器的成本增加，可靠性降低。
    無源無損吸收則是采用無源元件來減小MOSFET的dv／dt和二極管的dv／dt，從而減小開通損耗和反向恢復(fù)損耗。它的成本低廉，不需要復(fù)雜的控制，可靠性較高。
    除了軟開關(guān)的研究之外，另一個(gè)人們關(guān)心的研究方向是控制技術(shù)。曰前最為常用的控制方法是平均電流控制，CCM／DCM臨界控制和滯后控制3種方法。但是新的控制方法不斷出現(xiàn)，其中大部分是非線性控制方法，比如非線性載波技術(shù)和單周期控制技術(shù)。這些控制技術(shù)的主要優(yōu)點(diǎn)是使電路的復(fù)雜程度大大降低，可靠性增強(qiáng)?，F(xiàn)在商業(yè)化的非線性控制芯片有英飛凌公司的一種新的CCM的PFC控制器，被命名為ICElPCSOI，是基于一種新的控制方案開發(fā)出來的。與傳統(tǒng)的PFC解決方案比較，這種新的集成芯片(IC)無需直接來自交流電源的正弦波參考信號(hào)。該芯片采用了電流平均值控制方法，使得功率因數(shù)可以達(dá)到1。另外，還有IR公司的IRIS51XX系列，基于單周期控制原理，不需要采集輸入電壓，外圍電路簡單。
    最后，怎樣提高功率因數(shù)校正器的動(dòng)態(tài)響應(yīng)是當(dāng)前擺在我們面前的一個(gè)難題。
4.2 單級(jí)功率因數(shù)校正技術(shù)的發(fā)展趨勢(shì)
    在20世紀(jì)90年代初提出了單級(jí)功率因數(shù)校正器，主要是將PFC級(jí)和DC／DC變換級(jí)集成在一起，兩級(jí)共用開關(guān)管。如圖7所示。它與傳統(tǒng)的兩級(jí)電路相比省掉了一個(gè)MOSFET，增加了一個(gè)二極管。另外，其控制采用一般的PWM控制方式，相對(duì)簡單。但是單級(jí)功率校正存在一個(gè)非常嚴(yán)重的問題：當(dāng)負(fù)載變輕時(shí)，由于輸出能量迅速減小，但占空比瞬時(shí)不變，輸入能量不變，使得輸入功率
大于輸出功率，中間儲(chǔ)能電容電壓升高，此時(shí)占空比減小以保持DC／DC級(jí)輸出穩(wěn)定，最終達(dá)到一個(gè)新的平衡狀態(tài)。這樣中間儲(chǔ)能電容的耐壓值需要很高，甚至達(dá)到1000V。當(dāng)負(fù)載變重時(shí)，情況相反。怎樣降低儲(chǔ)能電容卜的電壓是現(xiàn)在單級(jí)功率因數(shù)校正研究的熱點(diǎn)。

4.3 常用的功率因數(shù)校正芯片
4.3.1 非連續(xù)電流模式PFC芯片
    IFX(英飛凌)              TDA4862、TDA4863
    ST                       L6561、L6562
    Fairchield(快捷半導(dǎo)體)   FAN7527
    TI                       UC3852、UCC38050
    SC                       SG6561
    ON                       MC33262、MC34262、MC33261
4.3.2 連續(xù)電流模式PFC芯片
    IFX                      TDAl6888 (PFC+PWM)、
                             1PCS01(PFC)
    ST                       L498I
    Fairchield               FA4800(PFC+PWM)
    TI                       UC3854、UCC3817、UCC3818

5 結(jié)語
    總結(jié)和歸納了各種有源功率因數(shù)校正技術(shù)及電路拓?fù)?，敘述了它們的工作原理，并比較了它們的優(yōu)缺點(diǎn)。