O 引言
    基于軟開關技術的全橋0C／DC變換器在高頻、大功率的直流變換領域，有著廣泛的應用前景，它提高了系統(tǒng)的效率，增大了裝置的功率密度。本文設計的變換器現(xiàn)正應用于電子模擬功率負載中，該負載系統(tǒng)要求能有效實現(xiàn)能量回饋電網(wǎng)，且直流高壓>540V，低壓直流為48~60V，因此，為升壓變換。限于篇幅，本文僅對DC／DC變換器的設計進行討論，該變換器利用高頻變壓器的原邊漏感、功率MOSFET并聯(lián)外接的電容實現(xiàn)零電壓開關，該方案簡單、高效、易實現(xiàn)。采用改進型移相控制器UC3879為控制核心，對變換器實現(xiàn)恒流輸入控制，文中給出了實用的控制電路和主要參數(shù)的設計方法。試驗結果證明系統(tǒng)性能優(yōu)良、效率高、功率密度大。

1 基本原理
1.1 DC／DC變換器的電路原理
    圖1所示的是DC／DC功率變換器的電路原理圖，功率開關管S1~S4及內部集成的二極管組成全橋開關變換器，S1及S3組成超前橋臂，S2及S4組成滯后橋臂，S1~S4在寄生電容、外接電容C1~C4和變壓器漏感的作用F諧振，實現(xiàn)零電壓開關。其中C7為隔直電容，可有效地防止高頻變壓器的直流偏磁。低壓直流側濾波電容為C5、C6、L1為共模電感。
    實時檢測的輸入側電流值同指令電流值比較，得到的誤差信號經過PI環(huán)節(jié)輸出，由改進型移相控制器UC3879組成的控制系統(tǒng)實時生成變換器的觸發(fā)脈沖；系統(tǒng)實行恒流控制，便于在不同負載情況下考核被測試的直流電源組，同時，也利于根據(jù)試驗考核系統(tǒng)的功率等級，實現(xiàn)多個相同電子模擬負載模塊的并聯(lián)。

    經過實驗測試，DC／DC功率變換器工作在軟開關狀態(tài)下，輸出高壓直流為560V時，高頻變壓器副邊電壓的峰值高達1000V。考慮在工程應用中，系統(tǒng)應該有足夠的儲備裕量，以利于長時間可靠、安全的運行，整流部分由兩個完全相同的整流橋串聯(lián)構成。
1.2 控制策略
    對于全橋變換器的控制通常有雙極性控制方式、有限雙極性控制方式和移相控制方式。雙極性控制方式下的功率開關管工作在硬開關狀態(tài)，開關管的開關損耗很大，限制了開關頻率的提高。有限雙極性控制方式可使一對開關管是零電壓開關，另一對開關管是零電流開關，適合選用IGBT作為開關管，能避免IGBT的電流拖尾。對于功率MOSFET，移相控制方式的拓撲結構簡潔，控制方式簡單，也有很多優(yōu)點：
    1)開關頻率恒定，利于濾波器的優(yōu)化設計；
    2)實現(xiàn)了開關管的零電壓開關，減小了開關損耗，可提高開關頻率；
    3)功率器件的電壓和電流應力小。
    因此，該DC／DC功率變換器的控制采用移相控制方式實現(xiàn)零電壓開關。每個橋臂的兩個開關管成180°互補導通(同一橋臂兩開關管有一死區(qū)時間)，兩個橋臂的觸發(fā)角相差一個相位，即移相角，通過調節(jié)移相角可以調節(jié)輸出電壓。開關管關斷時變壓器的原邊電流給關斷開關管的并聯(lián)電容充電，同時，同一橋臂即將開通的開關管的并聯(lián)電容放電；當關斷開關管的并聯(lián)電容電壓充電到輸入直流電壓時，即將開通的開關管集成的反并聯(lián)二極管自然導通，這時該開關管實現(xiàn)零電壓開通。開關管關斷時，由于并聯(lián)電容的存在該開關管實現(xiàn)零申壓關斷。

2 控制電路及主要參數(shù)的設計
2.1 控制電路的設計
    移相控制器UC3879是UC3875的改進型，該集成電路提供了全部必要的控制、解碼、保護及驅動功能，可獨立編程控制時間的延遲，在每只輸出級開關管導通前提供死區(qū)時間，為每個諧振開關區(qū)間里實現(xiàn)ZVS留有余地，總的輸出開關頻率可達300kHz，保護功能包含欠壓鎖定、過流保護，它適用于電壓型控制或峰值電流型控制，圖2是控制電路原理圖，欠壓鎖定電平根據(jù)UVSEL端狀態(tài)選定，有兩個預定義的閾值：若UVSEL端浮動，則芯片在電源電壓超過15.25V啟動；若UVSPL端接VIN端，則在10.75V時啟動。／EA端為誤差放大器反向輸入端，該端同COMP端之間接R、C補償元件。CS端是電流比較器的同相輸入端，其反相端在芯片的內部設置成2.0V和2.5V；當該輸入腳超過2.0V時，誤差放大器輸出電壓將超過RAMP端的電壓，移相角將限制在一個基本的值上，當該輸入腳超過2.5V時，輸出端關斷。如果該輸入腳超過2.5V的直流電壓，輸出端無效并且保持低電平，故使用該腳作為電壓、電流保護的輸入端。
    工作頻率由腳RT及CT外接的元件R3及C10決定，如果工作頻率為fs，振蕩器的占空比為Dosc，則

   
2.2 同一橋臂兩開關管死區(qū)時間的確定
    為了保證每一開關管實現(xiàn)零電壓開通和關斷，確定同一橋臂的功率開關管的死區(qū)時間是關鍵。
    S3及S1驅動信號的死區(qū)時間

   
    Lr為變壓器漏感；
    Vin為輸入直流側電壓；
    Io為負載電流。
    另外，開關管關斷時有一定的下降時間，死區(qū)時間至少應當大于3倍的開關管關斷時的下降時間，但也不能取得太大。并聯(lián)電容容值的選擇也應考慮每個開關管的寄生電容的容量值。
    在設計過程中選取的開關管為IXYS公司IXFK 150N15，tf=45ns，td（off）=110ns，Crss=1200pF，Coss=2600pF，電容C1~C4值選為4700pF，系統(tǒng)直流側輸入電壓為48~60V，為了使系統(tǒng)能在較寬的負載范圍內工作，驅動信號的死區(qū)時間選為td（lead）=1μs，td（lag）=800ns。
2.3 開關頻率的選擇
    DC／DC功率變換器實現(xiàn)軟開關時的諧振參數(shù)、占空比的丟失、整個系統(tǒng)的效率均同變壓器的漏感Lr和變換器的開關頻率fs有著密切的關系，因此，變壓器的設計不可忽視。橋式變換器的設計方法可參考文獻。為了減少高頻時集膚效應的影響，變壓器采用扁而寬的銅皮繞制，為了提高效率選用損耗低的優(yōu)質非晶材料，變壓器的變比n為0.125，原邊漏感為1.5μH。
    占空比丟失的值可由式(4)近似計算。

   
    從式(4)可知Dloss由變壓器漏感Lr、變比n、負載電流Io和開關頻率fs決定。為了使變換器工作在較大的負載范圍，開關頻率選為60kHz。
2.4 濾波參數(shù)
    假設Vo(min)為輸出電壓最小值、Vin(min)為輸入電壓最小值，Vo(max)為輸出電壓最大值、Vin(max)為輸入電壓最大值，滿載輸出電流為Io(max)，輸出整流二極管的通態(tài)壓降VD，VLF為輸出濾波電感的直流壓降，fs為全橋變換器的開關頻率，輸出電壓峰峰值為△Vopp。則濾波電感Lf為

   
    單個DC／DC功率變換器模塊的功率為3 kW，流過電感的電流最大值即滿載輸出電流Io(max)為5.56A。
    輸出濾波電感電流主要是直流分量，交流分量較少，集膚效應影響不是很大，濾波電感選用線徑較大的導線繞制，電感量計算值為1.76mH，為2mH。
    輸出電壓紋波系數(shù)<1％，變壓器原邊漏感為1.5μH，濾波電容的計算值為243μF,而耐壓值決定于輸出電壓的最大值，考慮到電解電容有等效串聯(lián)電阻(ESR)，因此，實際選用470μF／450V的電解電容6并2串。

3 試驗結果
    試驗參數(shù)如下：
    開關管S1~S4為MOSFET IXFKl50N15導通電阻為12.5mΩ；
    整流橋D1~D8選用快速恢復二極管DSEl30-12；
    移相控制控制器的工作頻率為60kHz；
    隔直電容為470μF，輸入側共模電感3mH；
    系統(tǒng)功率3 kW，低壓直流輸入60V。
    圖3、圖4為試驗波形，從圖3的波形可知無論在開通還是關斷時刻，S1兩端電壓均為零(其他功率開關管的端電壓和觸發(fā)脈沖波形也類似)，實現(xiàn)了零電壓開關，減少了功率器件的開關損耗，提高了系統(tǒng)的效率，圖4所示的是高頻變壓器原邊電壓波形。

4 結語
    這種基于軟開關技術的DC／DC功率變換器，在功率為3 kw的電子模擬功率負載模塊設計中成功地得到了應用。從實驗的波形可以看出，全橋變換器的開關管實現(xiàn)了零電壓開關，減少了器件的開關損耗。經測試，系統(tǒng)的效率達到了93％，同時整個裝置的功率密度也增加了。