DC-DC電荷泵的研究與設(shè)計(jì)
[導(dǎo)讀]本文從電荷泵的基本原理[1]出發(fā)，設(shè)計(jì)開發(fā)了一種負(fù)電壓電荷泵，詳細(xì)分析了它的工作原理，并在基本模型的基礎(chǔ)上針對開關(guān)速度以及功耗和轉(zhuǎn)換率等方面提出了一定的改進(jìn)。
1引言
電源是電子設(shè)備的心臟部分，其質(zhì)量好壞直接影響著電子設(shè)備的可靠性。隨著電子技術(shù)的不斷發(fā)展，功耗、體積及轉(zhuǎn)換效率等要求的不斷提高，開關(guān)電容技術(shù)在電源中得到了越來越廣泛的應(yīng)用。開關(guān)電源頻率要高，這樣動態(tài)響應(yīng)才能快，配合高速微處理器工作是必須的，也是減小體積的重要途徑。電器產(chǎn)品的體積重量與其供電頻率的平方根成反比，所以當(dāng)把頻率從工頻50Hz提高到20kHz時，用電設(shè)備的體積重量大體上降至工頻設(shè)計(jì)的（5～10）％。由于功率MOS管具有快速開啟、關(guān)斷的特點(diǎn)，滿足高速開關(guān)動作的需求，這正是開關(guān)電源實(shí)現(xiàn)變頻帶來明顯效益的基本原因。單片開關(guān)電源采用電荷泵技術(shù)通過功率MOS管控制電容的充放電來實(shí)現(xiàn)電壓的轉(zhuǎn)換，從而極大地縮小了電源體積，提高了轉(zhuǎn)換效率，具有高集成度、高性價比、最簡外圍電路、最佳性能指標(biāo)等優(yōu)點(diǎn)，一般說來其重量是線形電源的1/4，體積是其1/3。本文從電荷泵的基本原理[1]出發(fā)，設(shè)計(jì)開發(fā)了一種負(fù)電壓電荷泵，詳細(xì)分析了它的工作原理，并在基本模型的基礎(chǔ)上針對開關(guān)速度以及功耗和轉(zhuǎn)換率等方面提出了一定的改進(jìn)。
2 Dickson電荷泵基本原理
最早的理想電荷泵模型是J. Dickson在1976年提出的，其基本思想就是通過電容對電荷的積累效應(yīng)而產(chǎn)生高壓使電流由低電勢流向高電勢，當(dāng)時這種電路是為了提供可擦寫 EPROM所需要的電壓。后來J. Witters, Toru Tranzawa等人對J . Dickson的電荷泵模型進(jìn)行改進(jìn)，提出了比較精確的理論模型，并通過實(shí)驗(yàn)加以證實(shí)提出了一些理論公式。隨著集成電路的不斷發(fā)展，基于低功耗、低成本的考慮，電荷泵在集成電路中的應(yīng)用越來越廣泛了。圖1為簡單的倍（multiplier charge pump）開關(guān)電源的基本原理圖[1]。
圖1 四階Dickson電荷泵原理圖
圖2 負(fù)壓電荷泵原理圖
其基本原理與Dickson電荷泵是一致的，但是利用電容兩端電壓差不會跳變的特性，當(dāng)電路保持充放電狀態(tài)時，電容兩端電壓差保持恒定。在這種情況下將原來的高電位端接地，從而可得到負(fù)電壓輸出。由原理圖分析可知，當(dāng)時鐘信號為高電頻時功率開關(guān)管S1、S2同時導(dǎo)通，S3，S4同時關(guān)斷，VIN對電容 CFLY進(jìn)行充電，Vcap+=VIN-Vtp-Vtn，Vcap-= Vtn；當(dāng)時鐘信號為低電頻時S1、S2關(guān)斷，S3，S4同時導(dǎo)通，CFLY上存儲的電荷通過S3，S4傳送到Cout上，由于Cout高電位端接地，故輸出端VOUT=－(VIN-Vtp)。當(dāng)考慮負(fù)載后，由于負(fù)載會從電路中抽取電流Iout，負(fù)載上具有-Iout/((C+Csn+Csp)fosc) 大小的壓降，輸出電壓
VOUT=－(VIN-Vtp-Iout/((CFLY+Csn+Csp)fosc)
-Iout/((COUT+Csn+Csp)fosc))?。?）
4 對輸出為負(fù)電壓電荷泵的改進(jìn)
（1） 功率MOSFET作為開關(guān)管的特點(diǎn)：
圖2中的S1、S2、S3、S4采用功率MOS管器件，功率MOSFET是壓控元件, 具有輸入阻抗大、開關(guān)速度快、無二次擊穿現(xiàn)象等特點(diǎn)。功率場效應(yīng)管(MOSFET)由于是單極性多子導(dǎo)電，顯著地減小了開關(guān)時間。但是對于MOS管來說決定開關(guān)速度的因素有二：一是開關(guān)電容的導(dǎo)通電阻，二是充放電電容的大小，為了獲得較高的采樣速度需要采用大寬長比的器件（采用大尺寸的功率MOS管）和較小值的電容。然而柵極的驅(qū)動速度在很大程度上也決定了功率MOSFET 的開關(guān)速度,這就需要提供具有高速驅(qū)動能力的電路來滿足這一要求。為了減小開關(guān)時間，對MOS管的驅(qū)動電路進(jìn)行一定的改進(jìn)。實(shí)際應(yīng)用中功率MOSFET的輸出級還要帶負(fù)載,因此影響開關(guān)速度的大小不光有驅(qū)動速度的問題,還有輸出負(fù)載大小的問題。
（2）功率MOSFET驅(qū)動特性分析：
功率MOSFET的極間電容較大，其等效電路如圖3所示[3],輸入電容Cin=CGS+CGD，輸出電容COUT=CDS+CGD，CGD作為反饋電容。
圖3 功率MOSFET極間電容等效電路
開關(guān)管開通延遲時間td=-CinRonln|1-VGS/VGG|
上升時間tr=2.2Ron(Ciss+(1-A)Cgd)，其中A為與△VDS/△VGS相關(guān)的系數(shù)。
整個開通時間ton=td+tr ?。?）
由于Ron=VGS/IOM為開關(guān)管的導(dǎo)通電阻，代入式（6）可得：
（7）
由(7)式可知，開關(guān)的導(dǎo)通速度與通過開關(guān)的電流大小成正比，電流越大，ton越小，開關(guān)的速度越快。為提高M(jìn)OSFET管的驅(qū)動速度,要求驅(qū)動電路:
a)能夠提供足夠大的驅(qū)動電流, 即驅(qū)動電路的充電電阻要充分小, 以縮短導(dǎo)通時間。
b)具有足夠的泄流能力, 即放電電阻要充分小,以提高開關(guān)管的關(guān)斷速度。
根據(jù)以上要求，考慮到由于三極管的導(dǎo)通電阻小的特點(diǎn)，并且對管互補(bǔ)作用消除了少數(shù)載流子存儲時間的影響，可以達(dá)到很高的驅(qū)動速度，因此采用互補(bǔ)對稱型射極輸出器(圖4)來驅(qū)動功率MOS開關(guān)管。
圖4 互補(bǔ)跟隨電路
該驅(qū)動電路利用V4、R1、R2組成模擬電壓源，產(chǎn)生正向偏壓，使其值等于或稍大于導(dǎo)通電壓，只要有信號輸入，R1、R2即可輪流導(dǎo)通，克服了互補(bǔ)對稱管必然存在的交越失真現(xiàn)象。忽略IB4，
通過調(diào)整R1與R2的比值來調(diào)整偏壓值的大小。
5 時鐘控制信號
（1）為了提高M(jìn)OS管的開關(guān)速度，我們來考察一下電容兩端電壓與時間的關(guān)系從而確定最小時鐘周期，減小功耗，提高轉(zhuǎn)換效率。
在不考慮溝道調(diào)制效應(yīng)的前提下，電容在放電過程中所產(chǎn)生的電壓輸出與時間的關(guān)系：
VOUT=
(8)
其中t1為充電過程中MOS管從飽和導(dǎo)通到進(jìn)入線性區(qū)的時間是一個和工藝有關(guān)的常數(shù)。
充電過程的輸出電壓和時間的關(guān)系：
VOUT=VDD-VTH-
(9)
由(8)、 (9)兩式明確了輸出電壓與時間的比例關(guān)系后根據(jù)工藝和仿真工具確定最小時鐘頻率，既要保證電容充放電完全又要盡量使用高頻時鐘減小電路功耗提高轉(zhuǎn)換率。
（2）為了避免電容在沒有完全充放電時即進(jìn)入相對工作狀態(tài)影響導(dǎo)通時間的準(zhǔn)確性及對開關(guān)管性能的影響采用非交疊時鐘信號。圖5即為非交疊時鐘的產(chǎn)生電路，CLK為原始的時鐘信號，Φ1和Φ2為相位相反的非交疊時鐘信號。
圖5 非交疊時鐘發(fā)生器原理圖
6 仿真結(jié)果
本文介紹的電路采用貝嶺1μP阱工藝在Cadence IC 5.0下仿真工具SPECTRE的電路仿真波形如圖6所示。
圖6電路仿真結(jié)果
由仿真結(jié)果可知輸出基本達(dá)到了預(yù)定要求-3V，誤差不超過0.09V
小結(jié)
本文介紹了一種采用開關(guān)電容技術(shù)產(chǎn)生負(fù)電壓的電荷泵電路，通過對其工作原理的分析找到一系列改進(jìn)性能的切口。同時通過提高M(jìn)OS管的驅(qū)動，提高了開關(guān)管的速度，增強(qiáng)了電路的穩(wěn)定性及轉(zhuǎn)換效率，實(shí)踐證明這一電路是很有使用價值的。
參考文獻(xiàn)：
[1] JOHN F DICKSON. On chip High-Voltage Generation in MNOS Integrated Circuits Using an Improved voltage Multiplier Technique. IEEE JOURNAL OF SOLID-STATE CIRCUITS, JUNE 1976:374
[2] Toru Tanzawa and Tomoharu Tanaka. A Dynamic Analysis of the Dickson Charge Pump Circuit. IEEE JOURNAL OF SOLID-STATE CIRCUITS, AUGUST 1997;VOL.32: 1231
[3] 張立等. 現(xiàn)代電力電子技術(shù). 科學(xué)出版社. 1995
電源是電子設(shè)備的心臟部分，其質(zhì)量好壞直接影響著電子設(shè)備的可靠性。隨著電子技術(shù)的不斷發(fā)展，功耗、體積及轉(zhuǎn)換效率等要求的不斷提高，開關(guān)電容技術(shù)在電源中得到了越來越廣泛的應(yīng)用。開關(guān)電源頻率要高，這樣動態(tài)響應(yīng)才能快，配合高速微處理器工作是必須的，也是減小體積的重要途徑。電器產(chǎn)品的體積重量與其供電頻率的平方根成反比，所以當(dāng)把頻率從工頻50Hz提高到20kHz時，用電設(shè)備的體積重量大體上降至工頻設(shè)計(jì)的（5～10）％。由于功率MOS管具有快速開啟、關(guān)斷的特點(diǎn)，滿足高速開關(guān)動作的需求，這正是開關(guān)電源實(shí)現(xiàn)變頻帶來明顯效益的基本原因。單片開關(guān)電源采用電荷泵技術(shù)通過功率MOS管控制電容的充放電來實(shí)現(xiàn)電壓的轉(zhuǎn)換，從而極大地縮小了電源體積，提高了轉(zhuǎn)換效率，具有高集成度、高性價比、最簡外圍電路、最佳性能指標(biāo)等優(yōu)點(diǎn)，一般說來其重量是線形電源的1/4，體積是其1/3。本文從電荷泵的基本原理[1]出發(fā)，設(shè)計(jì)開發(fā)了一種負(fù)電壓電荷泵，詳細(xì)分析了它的工作原理，并在基本模型的基礎(chǔ)上針對開關(guān)速度以及功耗和轉(zhuǎn)換率等方面提出了一定的改進(jìn)。
2 Dickson電荷泵基本原理
最早的理想電荷泵模型是J. Dickson在1976年提出的，其基本思想就是通過電容對電荷的積累效應(yīng)而產(chǎn)生高壓使電流由低電勢流向高電勢，當(dāng)時這種電路是為了提供可擦寫 EPROM所需要的電壓。后來J. Witters, Toru Tranzawa等人對J . Dickson的電荷泵模型進(jìn)行改進(jìn)，提出了比較精確的理論模型，并通過實(shí)驗(yàn)加以證實(shí)提出了一些理論公式。隨著集成電路的不斷發(fā)展，基于低功耗、低成本的考慮，電荷泵在集成電路中的應(yīng)用越來越廣泛了。圖1為簡單的倍（multiplier charge pump）開關(guān)電源的基本原理圖[1]。
當(dāng)f 為低電頻時，MD1管導(dǎo)通，Vin對與結(jié)點(diǎn)1相連的電容進(jìn)行充電，直到結(jié)點(diǎn)1的電壓為Vin-Vtn；當(dāng)f為高電頻時，結(jié)點(diǎn)1的電壓變?yōu)閂f+Vin- Vtn，此時MD2導(dǎo)通，對與結(jié)點(diǎn)2相連的電容進(jìn)行充電，直至結(jié)點(diǎn)2的電壓變?yōu)閂f+Vin-2Vtn；f再度變?yōu)榈碗婎l，結(jié)點(diǎn)2上電壓為2Vf+Vin -2Vtn；如此循環(huán)，直到完成四級電容的充放電，可以推得輸出電壓：
Vout=Vin+4 (Vf-Vtn)-Vtn
由此可以得到對于N級倍壓電荷泵的電壓增益為：
Vout=Vin+N(Vf-Vtn)-Vtn (1)
但在實(shí)際電路中由于Vf受到開關(guān)管寄生電容Cs的影響，其真實(shí)值應(yīng)為
Vf=(C/(C+Cs))×Vf (2)
將(2)式代入(1)式可得
Vout=Vin+N((C/(C+Cs))×Vf-Vtn)-Vtn (3)
當(dāng)考慮負(fù)載后，由于負(fù)載會從電路中抽取電流Iout，負(fù)載上具有NIout/((C+Cs)fosc)大小的壓降，代入(3)式得到輸出電壓
Vout=Vin+N ((C/(C+Cs))×Vf -Iout/((C+Cs)fosc-Vtn))-Vtn (4)
對于Dickson型電荷泵，單級電壓增益
Gv=VN-VN-1=( C / ( C + Cs ) )×Vf
- Iout / (( C + Cs ) fosc)- Vtn
Dickson倍壓電荷泵需要滿足很重要的一個條件就是
（C/(C+Cs)）×Vf-Vtn-Iout/((C+Cs)fosc)＞0
由于該式與N無關(guān)，故而從理論上來說，電壓可以通過倍壓泵放大從而得到理想的電壓值。
3 Dickson電荷泵模型的推廣
由Dickson電荷泵理論可以推廣得到產(chǎn)生負(fù)電壓的開關(guān)電容電路，如圖2所
其基本原理與Dickson電荷泵是一致的，但是利用電容兩端電壓差不會跳變的特性，當(dāng)電路保持充放電狀態(tài)時，電容兩端電壓差保持恒定。在這種情況下將原來的高電位端接地，從而可得到負(fù)電壓輸出。由原理圖分析可知，當(dāng)時鐘信號為高電頻時功率開關(guān)管S1、S2同時導(dǎo)通，S3，S4同時關(guān)斷，VIN對電容 CFLY進(jìn)行充電，Vcap+=VIN-Vtp-Vtn，Vcap-= Vtn；當(dāng)時鐘信號為低電頻時S1、S2關(guān)斷，S3，S4同時導(dǎo)通，CFLY上存儲的電荷通過S3，S4傳送到Cout上，由于Cout高電位端接地，故輸出端VOUT=－(VIN-Vtp)。當(dāng)考慮負(fù)載后，由于負(fù)載會從電路中抽取電流Iout，負(fù)載上具有-Iout/((C+Csn+Csp)fosc) 大小的壓降，輸出電壓
VOUT=－(VIN-Vtp-Iout/((CFLY+Csn+Csp)fosc)
-Iout/((COUT+Csn+Csp)fosc))?。?）
4 對輸出為負(fù)電壓電荷泵的改進(jìn)
（1） 功率MOSFET作為開關(guān)管的特點(diǎn)：
圖2中的S1、S2、S3、S4采用功率MOS管器件，功率MOSFET是壓控元件, 具有輸入阻抗大、開關(guān)速度快、無二次擊穿現(xiàn)象等特點(diǎn)。功率場效應(yīng)管(MOSFET)由于是單極性多子導(dǎo)電，顯著地減小了開關(guān)時間。但是對于MOS管來說決定開關(guān)速度的因素有二：一是開關(guān)電容的導(dǎo)通電阻，二是充放電電容的大小，為了獲得較高的采樣速度需要采用大寬長比的器件（采用大尺寸的功率MOS管）和較小值的電容。然而柵極的驅(qū)動速度在很大程度上也決定了功率MOSFET 的開關(guān)速度,這就需要提供具有高速驅(qū)動能力的電路來滿足這一要求。為了減小開關(guān)時間，對MOS管的驅(qū)動電路進(jìn)行一定的改進(jìn)。實(shí)際應(yīng)用中功率MOSFET的輸出級還要帶負(fù)載,因此影響開關(guān)速度的大小不光有驅(qū)動速度的問題,還有輸出負(fù)載大小的問題。
（2）功率MOSFET驅(qū)動特性分析：
功率MOSFET的極間電容較大，其等效電路如圖3所示[3],輸入電容Cin=CGS+CGD，輸出電容COUT=CDS+CGD，CGD作為反饋電容。
開關(guān)管開通延遲時間td=-CinRonln|1-VGS/VGG|
上升時間tr=2.2Ron(Ciss+(1-A)Cgd)，其中A為與△VDS/△VGS相關(guān)的系數(shù)。
整個開通時間ton=td+tr ?。?）
由于Ron=VGS/IOM為開關(guān)管的導(dǎo)通電阻，代入式（6）可得：
（7）由(7)式可知，開關(guān)的導(dǎo)通速度與通過開關(guān)的電流大小成正比，電流越大，ton越小，開關(guān)的速度越快。為提高M(jìn)OSFET管的驅(qū)動速度,要求驅(qū)動電路:
a)能夠提供足夠大的驅(qū)動電流, 即驅(qū)動電路的充電電阻要充分小, 以縮短導(dǎo)通時間。
b)具有足夠的泄流能力, 即放電電阻要充分小,以提高開關(guān)管的關(guān)斷速度。
根據(jù)以上要求，考慮到由于三極管的導(dǎo)通電阻小的特點(diǎn)，并且對管互補(bǔ)作用消除了少數(shù)載流子存儲時間的影響，可以達(dá)到很高的驅(qū)動速度，因此采用互補(bǔ)對稱型射極輸出器(圖4)來驅(qū)動功率MOS
該驅(qū)動電路利用V4、R1、R2組成模擬電壓源，產(chǎn)生正向偏壓，使其值等于或稍大于導(dǎo)通電壓，只要有信號輸入，R1、R2即可輪流導(dǎo)通，克服了互補(bǔ)對稱管必然存在的交越失真現(xiàn)象。忽略IB4，
5 時鐘控制信號
（1）為了提高M(jìn)OS管的開關(guān)速度，我們來考察一下電容兩端電壓與時間的關(guān)系從而確定最小時鐘周期，減小功耗，提高轉(zhuǎn)換效率。
在不考慮溝道調(diào)制效應(yīng)的前提下，電容在放電過程中所產(chǎn)生的電壓輸出與時間的關(guān)系：
VOUT=
(8)其中t1為充電過程中MOS管從飽和導(dǎo)通到進(jìn)入線性區(qū)的時間是一個和工藝有關(guān)的常數(shù)。
充電過程的輸出電壓和時間的關(guān)系：
VOUT=VDD-VTH-
(9)由(8)、 (9)兩式明確了輸出電壓與時間的比例關(guān)系后根據(jù)工藝和仿真工具確定最小時鐘頻率，既要保證電容充放電完全又要盡量使用高頻時鐘減小電路功耗提高轉(zhuǎn)換率。
（2）為了避免電容在沒有完全充放電時即進(jìn)入相對工作狀態(tài)影響導(dǎo)通時間的準(zhǔn)確性及對開關(guān)管性能的影響采用非交疊時鐘信號。圖5即為非交疊時鐘的產(chǎn)生電路，CLK為原始的時鐘信號，Φ1和Φ2為相位相反的非交疊時鐘信號。
6 仿真結(jié)果
本文介紹的電路采用貝嶺1μP阱工藝在Cadence IC 5.0下仿真工具SPECTRE的電路仿真波形如圖6所示。
由仿真結(jié)果可知輸出基本達(dá)到了預(yù)定要求-3V，誤差不超過0.09V
小結(jié)
本文介紹了一種采用開關(guān)電容技術(shù)產(chǎn)生負(fù)電壓的電荷泵電路，通過對其工作原理的分析找到一系列改進(jìn)性能的切口。同時通過提高M(jìn)OS管的驅(qū)動，提高了開關(guān)管的速度，增強(qiáng)了電路的穩(wěn)定性及轉(zhuǎn)換效率，實(shí)踐證明這一電路是很有使用價值的。
參考文獻(xiàn)：
[1] JOHN F DICKSON. On chip High-Voltage Generation in MNOS Integrated Circuits Using an Improved voltage Multiplier Technique. IEEE JOURNAL OF SOLID-STATE CIRCUITS, JUNE 1976:374
[2] Toru Tanzawa and Tomoharu Tanaka. A Dynamic Analysis of the Dickson Charge Pump Circuit. IEEE JOURNAL OF SOLID-STATE CIRCUITS, AUGUST 1997;VOL.32: 1231
[3] 張立等. 現(xiàn)代電力電子技術(shù). 科學(xué)出版社. 1995
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