O 引言
    固體開關構(gòu)成的固體繼電器(Solid State Re-lav，SSR)是利用現(xiàn)代微電子技術與電力電子技術相結(jié)合發(fā)展起來的一種新型無觸點電子開關器件。與傳統(tǒng)的電磁繼電器相比，它具有高穩(wěn)定、高可靠、無觸點、長壽命等優(yōu)點。
    由于固體開關在加速器、雷達發(fā)射機、高功率微波、污染控制、醫(yī)用等軍民用領域具有較明顯的潛在優(yōu)勢，美、英、日等國均對固體開關技術進行了大量研究。根據(jù)應用要求的不同，固體開關中單元功率器件也不盡相同。若要求固體開關具有很快的開關速度和高重復頻率，單元器件一般采用功率場效應管(Power M0SFET)或絕緣柵雙極型晶體管（IGBT）。對單個脈沖放電或低頻充放電時所用的開關，用可控硅串聯(lián)即可實現(xiàn)。
    可控硅是以“小控制大”的功率開關器件，用一個小的控制電流控制門極完成電路中電流控制作用，具有體積小、重量輕、低功耗、長壽命等優(yōu)點。為了降低串聯(lián)的可控硅數(shù)量，應盡可能地選取耐壓較高的可控硅，同時綜合考慮價格因素。我們選取了意法半導體(ST)的可控硅TYNl225，單管耐壓可達l 200V，且價格便宜。
    本文通過脈沖變壓器隔離控制28個串聯(lián)可控硅（TYNl225），得到了 20 kV小電流開關，對固體開關的串聯(lián)技術進行了試驗研究，并討論了串聯(lián)電路所涉及到的觸發(fā)信號的高壓隔離技術、驅(qū)動信號同步技術以及功率器件的動態(tài)靜態(tài)均壓技術。實驗電路如圖1所示。

1 串聯(lián)開關的驅(qū)動(控制)電路
    為保證同步觸發(fā)，系統(tǒng)中所有開關的觸發(fā)信號必須來自同一個信號源。 手冊給出使TYNl225導通的門極閾值電壓Vgt低于1.5V，閾值電流Igt低于40mA。它可直接用變壓器觸發(fā)，不需額外的驅(qū)動電路。當撤掉晶閘管門極觸發(fā)信號后，要使它保持導通，流經(jīng)它的電流必須大于某個值，這個值就是它的維持電流。在本實驗中晶閘管導通時，電流最高僅為1mA，低于TYN1225的維持電流(幾十個mA)，因此采取的方式是觸發(fā)信號到來之后始終加一直流電壓在它的門極來驅(qū)動保持其導通。
    本實驗的控制信號由信號發(fā)生器提供，信號發(fā)生器輸出50 kHz的方波，經(jīng)過功率MOSFET/IGBT驅(qū)動芯片IXDN414得到同頻率的驅(qū)動信號來驅(qū)動MOSFET APT10026，隨著APTl0026的通斷，變壓器的初級上產(chǎn)生近似方波的信號，由于變壓器各個次級繞組完全一致，所以，在次級得到一致的多個信號來控制串聯(lián)的可控硅同步導通。
    IXDN414是lXYS公司出品的高速MOSFET/IGBT門極驅(qū)動器，它的輸入兼容TTL與CMOS信號。本設計中通過凋節(jié)信號發(fā)生器的輸出方波的幅度來控制IXDN414的輸出。當信號發(fā)生器輸出的方波幅值存IXDN414輸入端的低電平范圍內(nèi)時，IXDN414的輸出始終為低電平；調(diào)節(jié)信號發(fā)生器，使輸出幅值進入IXDN414輸入端的高電平范圍，IXDN414便輸出50 kHz的方波信號，此信號驅(qū)動APT10026，變壓器的初級上便有了圖2所示的驅(qū)動信號。

2 變壓器設計
    在脈沖變壓器隔離控制的可控硅固體開關中，變壓器的設計非常重要，要求次級信號嚴格一致。當變壓器初級有了圖2所示的方波信號時，由于變壓器的漏感漏電容的存在，次級繞組的電壓波形如圖3所示，它與圖2有稍許差異。當它經(jīng)橋堆整流時，在每個橋臂上均會產(chǎn)生一定壓降，經(jīng)過晶閘管門極限流電阻后，可控硅門極的電壓不到1 V(對陰極)，實驗證明這個電壓能很好地促使可控硅保持導通。

    為了保證驅(qū)動信號的一致性，應盡量減少各種分布參數(shù)的影響。選取合適的磁芯，減少變壓器繞組匝數(shù)是一種方法。選取μr較大的磁芯，這樣單匝線圈的電感量比較大，就可以減少繞組匝數(shù)。我們設汁的變壓器處、次級匝數(shù)比為4：1，初級有4匝，因而次級只用了l匝。實驗證明這樣非常好地保證了次級繞組的一致性，同時由于線圈的減少也有效地控制了變壓器的體積。變壓器的初級電感量必須足夠大，如果感抗太小，遠低于負載等效阻抗，可以看作近似短路，將會燒毀前面的APT10026。實際制作的變壓器初級電感Lp在50kHz時大約為600μH。不考慮漏感等影響因素，感抗ωLp=2π50k600μH=60πΩ。
    當可控硅導通不一致時，會出現(xiàn)一種情況：高壓源直接加于變壓器的兩組次級繞組上。這就要求變壓器初級和次級間、各次級相互之間均能夠承受足夠高的電壓。本文將變壓器任意兩個次級繞組間耐壓設汁為21 kV，可以承受電源最大電壓，這就保證了變壓器不會被擊穿。

3 可控硅的串聯(lián)與實驗結(jié)果
    實驗原理如圖4所示，串聯(lián)的可控硅用兩個開關SW1和SW2表示，首先，控制器控制SW0閉合，SW1和SW2斷開，高壓直流電壓源HV對電容C1充電；然后控制器斷開SW0，閉合SW1和SW2，電容C1對負載Rl與R1放電。這樣在控制器的控制下，就可以周期地對C1充放電。R1遠小于Rl，起分壓作用，便于測量波形。SW1和SW2導通時，R1上的電壓波形特征即反映了開關導通特性。

    要得到耐壓20kV的開關，其電流約l mA。TYNl225的通態(tài)平均電流可達16A，完全滿足開關對電流的要求，我們要做的是將多個TYNl225串聯(lián)起來提高耐壓?？紤]到降額使用，每個管子的工作電壓取其標稱值的60～70％，再加上串聯(lián)系統(tǒng)中的冗余設計，串聯(lián)管子的數(shù)量應適當增加。
    實驗時，沒有沒置原理圖中的SW0、R0和C1等組件，用高壓直流電源直接加于串聯(lián)的可控硅及負載電阻的兩端，略去了R1，直接用高壓探頭測量RL上電壓波形。測量了串聯(lián)開關單次導通時負載電阻RL上的電壓波形。
    圖1中Rp為靜態(tài)均壓電阻，Ds、Rs、Cs構(gòu)成動態(tài)均壓網(wǎng)絡。由于阻斷狀態(tài)下各可控硅的阻斷電阻存在較大差異，Rp的作用就是在正向阻斷狀態(tài)下，完成各可控硅的直流均壓，要求其阻值遠小于開關管的泄漏電阻，同時兼顧其功耗。實際使用中，也并非所有管子的Rp都完全同樣大小，必要時應該在實驗中根據(jù)每只管子的性能差異進行合理地調(diào)整。同時，又因為可控硅工作在開關狀態(tài)，增加了出現(xiàn)電壓不均現(xiàn)象的可能性，特別是開通和關斷的時間不一致，最后開通或關斷的管子將獨自承受高壓。動態(tài)均壓網(wǎng)絡可以用來解決電壓不均問題，實質(zhì)上就是利用電容Cs兩端電壓不能突變的特性使得每只管子所承受的瞬態(tài)電壓分配均勻。因此要求Cs的值比可控硅陽極和陰極間的結(jié)電容大得多。
    如圖1所示，變壓器次級接全橋整流電路，每個橋臂均采用超快恢復二極管UF4007，整流橋后接電容C2-1到C2-28濾波。電容C2-1到C2-28需要取一個合適的值。當取值太小時，在可控硅的門極得不到足夠大的驅(qū)動電壓使其導通；取值太大時，由于電容本身固有的誤差較大，很難保證其值大小完全相同，會導致可控硅門極電壓上升時間不一致，也就使可控硅不能一致導通。
    實驗中，先在低壓電源下測試串聯(lián)可控硅的導通一致性。首先運用少量可控硅串聯(lián)進行實驗，以獲取導通時的負載波形。8個管子串聯(lián)，濾波電容C2取10μF，觸發(fā)信號到來之后，圖5(a)為負載電阻上的電壓波形，可以明顯地看出可控硅的導通嚴重不一致，從開始導通到完全導通用時超過了7μs；電容取O.1μF后，管子能很好地一致導通，如圖5(b)所示。

    將28個可控硅串聯(lián)起來，逐步抬高電源電壓值進行測試。串聯(lián)的可控硅均能很好地導通，隨著電源電壓的抬高，其上升時間也會逐漸降低。當HV=20kV時，觸發(fā)信號使能后，負載電阻RL上的電壓波形如圖6所示，示波器記錄上升時間Tr=164.8 ns，低壓375V系未導通時電源電壓HV在負載RL的分壓，靜態(tài)時的漏電流很小，I漏=375/20MΩ=18.75μA。

4 結(jié)語
    本文成功地進行了多個可控硅串聯(lián)作20 kV開關的實驗。實驗結(jié)果表明，用多個普通可控硅串聯(lián)起來作低成本、低頻率的高壓開關是可以實現(xiàn)的。今后將在開關的可靠性方面做更大的努力，并研究通過光隔離控制多個串聯(lián)的功率開關，設計出更高電壓的大功率同體開關，并用單片機或PC機取代實驗中所用的信號發(fā)生器來實現(xiàn)程控開關功能。