本參考設計用于buck-boost LED驅動器。設計采用電流模式高亮度LED驅動器MAX16834，利用MAX16834評估(EV)板實現(xiàn)此設計方案。本應用筆記提供設計說明、原理圖、材料清單(BOM)以及性能數(shù)據(jù)。 該參考設計中，buck-boost轉換器(以輸入電壓為參考)從7V至18V直流電源產(chǎn)生驅動4個白光LED (WLED)的350mA電流，設計采用MAX16834電流模式高亮度(HB) LED驅動器。

MAX16834 pdf datasheet:http://www.elecfans.com/soft/39/2008/200808187352.html

LED驅動器規(guī)范

• 輸入電壓：7V至18V
• 輸入電壓紋波：100mV_P-P
• LED電流：350mA
• LED電流紋波：5% (最大值)
• LED正向電壓：3.5V (350mA時)
• LED數(shù)量：4只(最大值)
• 輸出過壓保護：17.2V

輸入端

• V_IN、PGND：電源輸入
• PWMDIM、SGND：PWM調(diào)光輸入

輸出端

• LED+：連接LED陽極至LED+
• LED-：連接LED陰極至LED-

詳細電路(PDF, 60.64kB)
圖1. MAX16834EVKIT用于實現(xiàn)參考設計的功能


圖2. LED驅動器原理圖

元件列表* (材料清單BOM)

詳細說明

將boost轉換器輸出負端連接到輸入電源正端，構成buck-boost轉換器(以輸入電壓為參考)。

在此設計一款buck-boost轉換器(以輸入電壓為參考)，從7V至18V直流電源產(chǎn)生350mA電流，驅動4個白光LED (WLED) (每個WLED在350mA時的正向壓降為3.5V)。MAX16834 HB LED驅動器集成了峰值電流模式控制器，工作于CCM (連續(xù)導通模式)，開關頻率為495kHz。開關頻率通過R15電阻(11kΩ)設置。

輸入、輸出電壓變化時，MAX16834控制電感的峰值電流，保證LED的電流為350mA。檢測LED回路的電流檢測電阻兩端的電壓，然后將其在內(nèi)部放大9.9倍，這樣可以減小檢測電阻的阻值，從而提高效率。經(jīng)過放大的電壓與R16和R17設定的基準電壓進行比較，其差值由一個GM = 500µS的跨導放大器進行放大，輸出信號在COMP引腳產(chǎn)生控制電壓，此電壓設置電流環(huán)路的基準，這樣，電感電流檢測電阻R9兩端的電壓峰值最終成為此控制電壓。

轉換器設計

轉換器設計參數(shù)如下：

• 輸入電壓范圍：7V至18V
• 輸入電壓紋波：100mV_P-P
• LED正向最大電壓：14V (即4 x 3.5V)
• LED電流：350mA
• LED電流紋波：5% (最大值)
• 開關頻率：455kHz

按照式1計算N2的最大占空比：



其中，V_LEDMAX是LED最大電壓，V_INMIN是最低輸入電壓，V_D是二極管壓降，V_DS是FET開關導通時的平均壓降。

本應用中，D_MAX為0.69。

電感(L1)選擇

選擇電感，需要知道其電感量和峰值電流。峰值電感電流可用式2計算：



其中，I_LAVG為平均電感電流，ΔI_L為電感電流紋波，表示為平均電感電流的百分比：



允許電流紋波ΔI_L為30%，代入已知參數(shù)，可以得到：



最小電感量可由式5計算：



其中，f_SW為開關頻率?？紤]到20%的容差，可得L_MIN = 17µH，此處選擇22µH電感。

開關檢流電阻(R9)

正常工作時，開關檢流電阻兩端的電壓最大值不應高于250mV，如果檢流電阻的電壓達到300mV (典型值)，轉換器將關斷。R9上的電壓決定了開關周期中導通脈沖的寬度，芯片內(nèi)部提供了前沿屏蔽電路，可防止開關MOSFET提前關斷。R9的計算如式6所示：



計算得到：R9 = 0.133Ω，這里R9選擇0.15Ω。

斜率補償電容(C13)

眾所周知，在峰值電流模式控制中，CCM boost轉換器的占空比超過50%時環(huán)路將出現(xiàn)不穩(wěn)定，需要引入適當?shù)男甭恃a償，以消除由諧波分量引起的不穩(wěn)定性。MAX16834具有內(nèi)部斜坡發(fā)生器，用于斜率補償。在每個開關周期開始時，斜坡電壓復位，然后按外部電容C13設定的速率上升，C13由內(nèi)部的100µA電流源進行充電，斜坡電壓與R9兩端的電壓內(nèi)部疊加。C13的計算如式7所示：



其中，V_SLOPE為：



從式7和式8可以得到：C13 = 1.57nF，實際選取1.5nF電容。

LED檢流電阻(R5)

利用式9計算R5：



在此應用中，取V_REFI = 1.94V，得到：R5 = 0.56Ω。

濾波電容

輸出電容C_OUT (C7與C8的并聯(lián)電容)按式10計算：



其中，ΔV_LED為輸出電壓紋波的最大峰峰值，它取決于最大電流紋波和此電流下LED的動態(tài)阻抗。為延長LED使用壽命并保證其色度，LED上的紋波電流應小于其平均電流的5%。本應用中，計算得到C_OUT為3µF，故電容C7、C8均選用2.2µF/50V。

由式11計算輸入電容(C1、C2的并聯(lián)電容)：

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其中，ΔV_IN為輸入電壓紋波的峰峰值。

對于100mV的ΔV_IN，C_IN為1.9µF，所以選擇C1為2.2µF/25V，C2為1.1µF/25V。

反饋補償

Buck-boost轉換器的傳遞函數(shù)在右半平面存在一個零點，可用式12計算：



本應用中，f_RHPZ在37.8kHz處，為了提供充分的相位裕量，保持環(huán)路穩(wěn)定，在-20dB/十倍頻程時，整個環(huán)路增益應在RHP零點頻率的1/5之前達到0dB，由此可得截止頻率f_C為7.56kHz。輸出電容和負載等效輸出阻抗會產(chǎn)生一個極點：



其中，R_O為負載等效阻抗，由下式確定：



從式14可得f_P1 = 4.7kHz。

接下來選擇補償元件R10和C12，它們需要在極點頻率f_P1處產(chǎn)生一個零點，并調(diào)整f_P1處的環(huán)路增益，使之在f_C達到0dB。

利用式15計算R10：



從式15可得R10 = 341Ω，此處R10選擇301Ω電阻；GM是內(nèi)部跨導放大器的增益。

相應地，C12可以計算如下：



從式16可得C12 = 0.11µF，此處選用0.1µF電容。

數(shù)字PWM調(diào)光

MAX16834內(nèi)部有一個用于PWM調(diào)光的MOSFET驅動器，它可以接受1.5V至5V的邏輯高電平PWM信號，信號頻率從直流到20kHz，通過改變PWM信號的占空比調(diào)節(jié)LED亮度。

NDRV驅動器和跨導放大器輸出由PWM信號控制，PWM信號為高時，NDRV使能，跨導放大器的輸出端連接到COMP引腳；信號為低時，NDRV被禁止，跨導放大器的輸出端斷開，COMP端連接到PWM比較器反相輸入端，該端為CMOS輸入，可忽略其從補償電容C12吸收的漏電流，故C12上電荷將保持，直到PWM變高。一旦信號變?yōu)楦唠娖剑琋DRV將使能，放大器輸出又連接到COMP端，從而快速建立穩(wěn)定的工作狀態(tài)。

LED開路保護

如果空載或發(fā)生LED開路故障，boost轉換器將會產(chǎn)生很高的輸出電壓，該轉換器可在發(fā)生這種高電壓時關閉，電壓門限通過R11和R12設定。R11和R12的分壓點接到IC的OVP引腳，當該引腳電壓達到1.435V (典型值)時，轉換器將關閉。本設計中，R11和R12設定的LED開路保護點為輸出電壓達到17.2V。

用MAX16834評估板實現(xiàn)buck-boost轉換器

MAX16834評估板上裝配了boost轉換器，可以通過增減下列元件，將其配置為buck-boost轉換器：

• 移除電阻R4、R8。
• 把電阻R3換成0Ω。
• 按照BOM說明安裝元件。

電路波形和性能數(shù)據(jù)

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圖3. N2柵極驅動電壓


圖4. N2漏極電壓


圖5. N2開關電流波形


圖6. LED電壓


圖7. PWM調(diào)光占空比為50%時的LED電流波形


圖8. PWM調(diào)光占空比為90%時的LED電流波形


圖9. PWM調(diào)光占空比為10%時的LED電流波形

上電順序

• 將4只串聯(lián)的WLED的陽極連接到LED+焊盤，陰極連接到LED-焊盤。
• 輸入電源連接到V_IN和PGND焊盤之間。
• 將邏輯高電平為1.5V至5V的PWM信號(頻率范圍為100Hz至200kHz)連接到PWMDIM和SGND焊盤之間。
• 改變PWM信號占空比檢驗LED的亮度變化。