摘要：介紹并比較了電壓控制型和電流控制型DC/DC變換器的基本原理，設計出了基于電流控制型PWM控制芯片UC3846的大功率DC/DC變換器的實用電路，提出了兩種UC3846輸出脈沖封鎖方式，設計出一種新穎的IGBT驅動電路，實驗結果證明,該電路具有較好的控制特性和穩(wěn)定性。

關鍵詞：DC/DC變換器；脈寬調(diào)制；電壓控制型；電流控制型；IGBT驅動

0    引言

    隨著工業(yè)、航空、航天、軍事等應用領域技術的不斷發(fā)展，人們對開關穩(wěn)壓電源的要求也越來越高。某系統(tǒng)對大功率開關穩(wěn)壓電源提出的要求是：輸入電壓為AC220V，輸出電壓為DC38V，輸出電流為100A。開關電源的結構一般為先進行AC/DC然后再DC/DC的形式，考慮到論文篇幅的限制，僅對DC/DC變換部分進行討論。

    大功率DC/DC變換器主電路拓撲有很多種，諸如雙管正激式、推挽式、半橋式和全橋式等?？刂菩酒姆N類也非常多，主要分為電流控制型與電壓控制型兩大類。電壓控制型只對輸出電壓采樣，作為反饋信號進行閉環(huán)控制，采用PWM技術調(diào)節(jié)輸出電壓，從控制理論的角度看，這是一種單環(huán)控制系統(tǒng)。電流控制型是在電壓控制型的基礎上，增加一個電流負反饋環(huán)節(jié)，使其成為雙環(huán)控制系統(tǒng)，從而提高了電源的性能。

    根據(jù)對各種拓撲和控制方式的技術成熟程度，工程化實現(xiàn)難度，電氣性能以及成本等指標的比較，本文選用半橋式DC/DC變換器作為主電路，電流型PWM控制芯片UC3846作為該系統(tǒng)的控制單元。

1    電壓控制型脈寬調(diào)制器和電流控制型脈寬調(diào)制器

    圖1為電壓控制型變換器的原理框圖。電源輸出電壓的采樣反饋值V_f與參考電壓V_r進行比較放大，得到誤差信號V_e，它與鋸齒波信號比較后，PWM比較器輸出PWM控制信號，經(jīng)驅動電路驅動開關管通斷，產(chǎn)生高頻方波電壓，由高頻變壓器傳輸至副方，經(jīng)整流濾波得到所需要的電壓。改變電壓給定V_r，即可改變輸出電壓V_o。

圖1    電壓控制型的原理圖

    圖2為電流控制型變換器的原理框圖。恒頻時鐘脈沖置位R－S鎖存器，輸出高電平，開關管導通，變壓器原邊的電流線性增大，當電流在采樣電阻R_s上的壓降Vs達到V_e時，PWM比較器翻轉，輸出高電平，鎖存器復位，驅動信號變低，開關管關斷，直到下一個時鐘脈沖使R－S鎖存器置位。電路就是這樣逐個地檢測和調(diào)節(jié)電流脈沖的。

圖2    電流控制型的原理圖

    當電源輸入電壓和/或負載發(fā)生變化時，兩種控制類型的動態(tài)響應速度是不同的。如果電壓升高，則開關管的電流增長速度變快。對電流控制型而言，只要電流脈沖一達到設定的幅值，脈寬比較器就動作，開關管關斷，保證了輸出電壓的穩(wěn)定。對電壓控制型而言，檢測電路對電流的變化沒有直接的反映，一直等到輸出電壓發(fā)生變化后才去調(diào)節(jié)脈寬，由于濾波電路的滯后效應，這種變化需要多個周期后才能表現(xiàn)出來，顯然動態(tài)響應速度要慢得多，且輸出電壓的穩(wěn)定性也受到一定的影響。

    另外，電流控制型變換器還可以很容易地實現(xiàn)逐個脈沖控制和多電源的并聯(lián)運行，并具有抑制高頻變壓器偏磁的能力。但在應用電流控制型時也要注意以下問題：

    ——占空比大于50％時，控制電路不穩(wěn)定，這時須加斜坡補償；

    ——控制調(diào)節(jié)電路是基于從電感電流取得的信號，因此，功率部分的振蕩容易將噪聲引入控制電路。

2    電流控制型脈寬調(diào)制器UC3846簡介

    本系統(tǒng)采用了UC3846作為開關控制器。UC3846是一種雙端輸出的電流控制型脈寬調(diào)制器芯片，其內(nèi)部結構方框圖如圖3所示。其引出的腳1為限流電平設置端；腳2為基準電壓輸出端；腳3為電流檢測放大器的反相輸入端；腳4為電流檢測放大器的同相輸入端；腳5為誤差放大器的同相輸入端；腳6為誤差放大器的反相輸入端；腳7為誤差放大器反饋補償；腳8為振蕩器的外接電容端；腳9為振蕩器的外接電阻端；腳10為同步端；腳11為PWM脈沖的A輸出端；腳12為地；腳13為集電極電源端；腳14為PWM脈沖的B輸出端；腳15為控制電源輸入端；腳16為關閉端。

    由圖3可以看到，UC3846通過一個放大倍數(shù)為3的電流測定放大器（其輸入電壓必須<1.2V）來獲得電感電流或開關電流信號，其輸出接PWM比較器的同相端。當取樣放大器輸入信號>1.2V時，電流型控制器將延時關斷。電壓誤差放大器的輸出經(jīng)二極管和0.5V偏壓后送至PWM比較器的反相端，其輸出既作為給定信號，同時又被限流電平設置腳（腳1）箝位在V₁＋0.7V，從而完成了逐個脈沖限流的目的。當差動電流檢測放大器檢測的是開關電流而不是電感電流時，由于開關管寄生電容放電，檢測電流會有一個較大的尖峰前沿，可能使電流檢測鎖存和PWM電路誤動作，所以，應在電流檢測輸入端加RC濾波。

圖3    UC3846的內(nèi)部結構方框圖 [!--empirenews.page--]

    UC3846具有快速保護功能，它與電流取樣電路延時關斷不同。保護功能腳（腳16）經(jīng)檢測放大器接晶閘管的門極，當電路發(fā)生異常出現(xiàn)過流，使腳16電位上升到0.35V，保護電路動作，晶閘管導通，使腳1電平被拉至接近地電平，電路進入保護狀態(tài)，輸出脈沖封鎖。

3    大功率DC/DC變換器的實現(xiàn)

3.1    DC/DC變換器主電路

    由于該DC/DC變換器的輸入電壓較高，主電路選取半橋式拓撲，如圖4所示。V₁，V₂，C₃，C₄和主變壓器T組成半橋式DC/DC變換電路。CT為初級電流檢測用的電流互感器。C₅為防止變壓器偏磁的隔直電容。變壓器的副邊采用全波整流加上兩級濾波以滿足低輸出紋波的要求。R₁，C₁，R₂，C₂，R₅，C₆和R₆，C₇為吸收電路。R₃和R₄起到保證電容C₃及C₄分壓均勻的作用。電阻R₇和R₈為輸出電壓的采樣電阻。

圖4    DC/DC變換器主電路

3.2    控制電路

    以UC3846為主要元器件組成的半橋式開關電源的控制電路如圖5所示。

圖5    控制電路    

    圖中，R₁及C₁構成振蕩器，振蕩頻率f=。為了防止主電路中V₁和V₂同時導通，要設定開關管都關斷的死區(qū)時間。死區(qū)時間由振蕩器的下降沿決定，該電路的死區(qū)時間t_d=145C₁[12/(12－3.6/R₁)]。R₂及C₂組成斜坡補償網(wǎng)絡，以保證控制電路的穩(wěn)定。C₅實現(xiàn)軟啟動。由圖3可以看出腳1的電位<0.5V時無脈寬輸出。如圖5所示，腳1經(jīng)電容C₅到地，開機后隨著電容的充電，當電容電壓高于0.5V時才有脈寬輸出，并隨著電容電壓的升高脈沖逐漸變寬，完成軟啟動功能。對主電路來的反饋電壓，由C₃及R₅和電壓誤差放大器組成了電壓環(huán)的PI調(diào)節(jié)器。另外，系統(tǒng)還有較完善的保護電路。

    當系統(tǒng)輸入電壓過壓或者欠壓時（過/欠壓判斷電路略），可使圖5中的過/欠壓輸入端為低電平，光耦OP₁輸出高電平，因此，就會通過加速電容C₆和二極管D₆對UC3846的腳16施加正脈沖，從而使圖3所示的UC3846芯片內(nèi)部晶閘管導通，通過內(nèi)部電路使腳1電平被拉至接近地電平，電路進入保護狀態(tài)，UC3846芯片輸出脈沖封鎖。另外，光耦OP₁輸出的高電平使三極管Q407飽和導通接地。由于電容C₆的加速作用，三極管Q407比前述晶閘管導通稍微遲后。由于三極管的導通壓降小于晶閘管的導通壓降，晶閘管不能維持導通即晶閘管恢復關斷。當過/欠壓故障消除后，三極管Q407截止，系統(tǒng)重新輸出脈沖。

    當過流或者過載時，比較器LM393輸出低電平，光耦OP₂輸出高電平，通過D₇加在腳16，同樣會封鎖脈沖輸出。由于晶閘管維持導通，所以系統(tǒng)當不過流不過載時，必須重新啟動才能有脈沖輸出。 [!--empirenews.page--]

3.3    驅動電路

    IGBT是一種電壓控制型器件，與電流控制型器件（如GTR）比較,IGBT具有驅動功率小、開關速度快的特點，因此，近年來IGBT在變流技術中的應用得到了迅猛發(fā)展。IGBT有專用的驅動芯片，如富士公司的EXB851及EXB841，三菱公司的M57959L等，這些驅動電路具有開關頻率高、驅動功率大、過流保護等優(yōu)點，但都必須加額外的驅動電源，并且價格高，使設備成本大大提高。而脈沖變壓器具有體積小、價格便宜、不需要額外的驅動電源，因而得到廣泛的應用。

    但直接驅動時，由于其脈沖前沿與后沿不夠陡，使得IGBT開通和關斷速度受到一定的影響。圖6所示的IGBT驅動電路具有開關頻率高、驅動功率大、結構簡單、負壓關斷、價格便宜等優(yōu)點。IGBT容量較小時，UC3846的腳11和腳14可以直接驅動脈沖變壓器。IGBT容量較大時，UC3846的驅動能力不夠，V₁₁～V₁₄，D₁₁～D₁₄構成了脈沖變壓器的驅動電路。D₉及D₁₀的作用主要是幫助V₁₁～V₁₄的關斷，若沒有D₉及D₁₀時，當PWM₁為高電平，PWM₂為低電平時，V₁₁和V₁₄導通，隨后PWM₁和PWM₂均為低電平，脈沖變壓器漏抗中儲存的能量經(jīng)D₁₂和V₁₄續(xù)流，A點電位降至－0.7V，即使PWM₁為低電平，V₁₁又導通，最終燒毀V₁₁，加上D₁₀的目的就是讓電路中D₁₂和V₁₄在續(xù)流時將A點電位鉗制在0V，從而有利于V₁₁或V₁₃的關斷；同理，D₉的作用是有利于V₁₂或V₁₄的關斷。

圖6IGBT驅動電路

4    實驗與結論

    按照以上設計思路研制出一臺工程樣機。在輸入直流電壓為250V，負載電流為50A時，測得IGBT驅動電壓波形和高頻變壓器原邊電壓波形如圖7所示。該變換器具有輸入過、欠壓，輸出過流保護等功能，輸出電壓的電源調(diào)整率≤1％，負載調(diào)整率≤1％，輸出電壓紋波<50mV，滿足了設計要求。

v:5V/div,t:10 μ s/div    v:5V/div,t:10 μ s/div

（ a） IGBT驅 動 電 壓 波 形    （ b） 高 頻 變 壓 器 原 邊 電 壓 波 形

圖 7    DC/DC變 換 器 實 驗 波 形