摘要：數字式功率因數校正（PFC）技術利用標準的微控制器履行PFC控制和調節(jié)，允許從電網產生的非正弦電流波形合成，使其幅值適應特定的需要，電流諧波含量在標準確定的限制之內，總體功率因數非常接近于1。像快速電流環(huán)路、電壓調整、安全功能這樣的其它特征也可以被履行。關鍵詞：非正弦波電流；數字式功率因數校正；微控制器

1引言

迄今為止，基于功率因數校正（PFC）控制器IC的有源PFC（升壓）預調節(jié)器，不論是工作于不連續(xù)導電模式（DCM），還是工作于連續(xù)導電模式（CCM），其控制和調節(jié)的結果，都是在系統(tǒng)AC電壓輸入端產生與AC輸入電壓同相位的正弦波電流，使線路功率因數（PF）趨于1。

一種基于標準微控制器（如ST9）和UC3843電流型PWM控制器的PFC升壓式預調節(jié)器，利用新穎的數字PFC技術，在系統(tǒng)AC電壓輸入端產生非正弦波電流，同樣能使其電流諧波含量滿足IEC1000?3?2等標準的限制要求，系統(tǒng)功率因數接近于1。該數字PFC的靜態(tài)和動態(tài)響應，對于許多應用尤其是工業(yè)中電機驅動和家電領域中的應用，都可以滿足其性能要求和安全要求。

2基本方案與設計思路

與在橋式整流器輸入端產生正弦波電流的有源PFC預調節(jié)器一樣，采用升壓式拓撲結構，在AC線路輸入端產生一個非正弦波電流，頂部比較平坦且寬度較大，如圖1所示。這種簡單的解決方案將電流諧波電平置于標準限值之下。

在圖1所示的AC輸入電源電流（Imains）波形中，設平頂限制電流值為IL，在AC輸入電壓的每個半周期的開始與結束時刻附近，即AC輸入電壓為0或比

圖1PFC預調節(jié)器在AC電壓輸入端產生非正弦波電流

帶非正弦波電流的新穎數字式功率因數校正技術

圖2相應于輸入功率500W的PFC預調整器AC輸入電流波形

圖4稍微改變上升沿和下降沿時刻，產生5A的

AC輸入電流，相應輸入功率為1000W

圖5圖4所示的電流波形奇次諧波測試值與標準限制值比較

圖3圖2所示的電流波形奇次諧波與標準限制比較

圖6基于ST9和UC3843的數字PFC

升壓預調節(jié)器組成簡化圖

較低時，AC輸入電流為0或取0?5IL。這種電流波形包含諧波分量，但每一個高次諧波分量必須保持在標準規(guī)定的限制之內。利用付立葉變換可以計算出保持諧波在允許值的IL的最大值。一個輸入功率為500W的PFC預調節(jié)器的AC輸入電流如圖2所示。由圖2可知，在2～8ms之間，IL=2.8A，50Hz的基波電流是2.18Arms。

圖3示出了圖2所示的電流波形的奇次諧波實測值與標準（如IEC555、IEC1000?3?2和EN6055）規(guī)定的限制值之比較。其中，19次和21次諧波主要限制AC輸入電流IL最大許可值達到2?8A，限制可利用的功率達到500W。

理想的電流波形允許有效的輸入功率增加。通過稍微改變電流上升沿和下降沿的時間，在AC輸入端可以產生5A的線路電流，基波電流為4?3Arms，有效的輸入功率達1000W。這種AC輸入電流波形如圖4所示。圖5為其奇次電流諧波測試值與標準限制之對比。從圖5可以發(fā)現，電流諧波發(fā)生了變化，19次和21次諧波幅值減小，而3次和5次諧波值卻增加，但并不超過標準規(guī)定限值。

3基本拓撲結構與工作原理

3?1數字PFC預調節(jié)器基本拓撲結構及調節(jié)環(huán)路

基于ST9微控制器和UC3843電流型PWM控制IC的數字PFC升壓式預調節(jié)器組成簡圖如圖6所示。該拓撲結構通過負載傳遞所需要的功率，并在AC電壓輸入端產生非正弦波電流。AC輸入電流的控制和所需要的DC輸出電壓調節(jié)，是通過兩個閉環(huán)實現的。

3?1?1DC輸出電壓調整環(huán)路

當負載變化時，為保持PFC預調節(jié)器DC輸出電壓不變，利用電阻分壓器對輸出電壓進行檢測（取樣），同時還利用了ST9微控制器的一個信道監(jiān)測輸出電壓。電流調節(jié)環(huán)路的設定值利用輸出DC電壓的變動來計算，并由PWM型微控制器內的一個定時器提供。在經過濾波之后，得到一個參考電壓Vref。

3.1.2電流調節(jié)環(huán)路

電流調節(jié)環(huán)路以比較器、觸發(fā)器和功率開關晶體管為基礎，來控制電流波形。輸出電壓調節(jié)環(huán)路給出的濾波后的PWM參考電壓Vref，與電感側電壓相比較，確定通過斬波晶體管中的峰值電流IL。晶體管中

圖7數字PFC預調節(jié)器相關波形 [!--empirenews.page--]

的PWM電流通過來自微控制器的時鐘被同步，圖7示出了相關電壓和電流波形。 在時鐘脈沖上升沿，觸發(fā)器置位，功率晶體管導通，電感器L中電流增加。當電流達到由Vref給出的限制IL時，觸發(fā)器復位，功率晶體管截止。UC3843內含一個比較器、一個觸發(fā)器和一個15V的緩沖器，能直接驅動PFC開關（MOSFET）。

3?2整形AC輸入電流波形及電壓調節(jié)原理

為了得到圖2所示的電流波形，必須計算IL值。電流波形在AC線路電壓過零時同步，利用微控制器A/D轉換器的一個通道來執(zhí)行過零檢測。在檢測之后新產生的占空因數隨AC線路電壓過零被應用。0％、50％和100％三個系數自動地應用于每個（半）周期特定時刻（1、2、8和9ms）的PWM值上。 為研究電壓調整原理，可借助于圖8所示的簡化圖。選取Cout=220μF，AC輸入線路電壓Vline=220V，Vout=400V，輸出功率從0到400W變化。在負載變化時，電壓調整環(huán)路保持輸出電壓（Vout）恒定。通過開環(huán)中測量，得到的占空因數變化量Δδ與輸出電流變化量ΔIout之間的關系為

Δδ(％)=50×ΔIout(A)(1)

微控制器借助于A/D轉換器，在每一個正弦周期之內取樣一次輸出電壓值，通過計算測量與存儲在存儲器中的輸出電壓目標值（Vtgt）之間的差異，根據先前PWM占空因數的變更（±Δδ）對檢測的誤差（ε）進行補償。于是，新形成的占空因數為

δ％=δn－1(％)＋Δδ(2)

為實現靜態(tài)和動態(tài)輸出電壓的調整，微控制器利用兩個相鄰的輸出電壓采樣，去計算靜態(tài)誤差ε和它的變化速率dε/dt，如圖9所示。

3?3靜態(tài)和動態(tài)誤差補償

3?3?1靜態(tài)誤差補償

微控制器對于輸出電壓的每一個采樣值，計算出其與存入存儲器中的目標電壓Vtgt之間的誤差εn

εn=Vout－Vtgt@tn(3)

為了補償該誤差，微控制器需要計算電流變化量（ΔIout），以在固定時間（Δt）期間，完成對電容器的充電。該時間值的選擇，給出電壓補償的響應時間。ΔIout可用式（4）表示

ΔIout=－C（4）

根據式（1）和式（4），可以得到為補償電壓誤差需要的占空因數的變化

Δδ(％)=－50C=S·εn(5)

式（5）中，S為靜態(tài)補償參數，它取決于輸出電容器的電容值和所確定的響應時間（Δt）。

若選擇C=220μF，Δt=50ms（比采樣周期時間多于5倍），可以得到：Δδ(％)=－50··εn=－0.22εn(6)

例如，若檢測10V的欠電壓，占空因數將增加2?2％，50ms后面的電壓變化將完全被抵消。

3.3.2動態(tài)補償

在兩個相鄰的輸出電壓取樣中，涉及先前的測量，微控制器計算誤差變化率dε/dt=（7）

輸出電壓變化率來自輸出電容器輸入電流和輸出電流之差ΔI，它可表示為ΔI=C（8）

圖8數字PFC預調節(jié)器電壓調整原理簡圖

圖9輸出電壓靜態(tài)誤差ε及其變化速率dε/dt取樣示意圖

()

帶非正弦波電流的新穎數字式功率因數校正技術

根據式（1）和式（8）可得到δ的變化量δ(％)=－50ΔI=－50C=D·dε(V)（9）

動態(tài)補償參數D取決于輸出電容（C）和兩個相鄰測量之間的時間間隔（dt），該參數與靜態(tài)參數S一樣，必須適應專門的應用，并存入微控制器存儲器中。由于選取C=220μF，并選取dt=10ms，根據式（9）可得

Δδ(％)=－1.1·dε(10)

例如，若在兩個相鄰測量之間檢測電壓是50V，占空比必須增加55％，并立即停止該電壓變化速率。

根據式（5）和式（9）可得，在每一次電壓測量之后，占空因數總的變動可表示為

Δδ(％)=S·εn＋D·dε(V)（11）

在式（11）中，S=－50C/Δt，D=－50C/dt。在選擇C=220μF、Δt=50ms和dt=10ms情況下，式（11）變?yōu)?/p>

δ(％)=－0.22εn－1.1dε(V)（12）

3?4電壓測量和過零檢測程序

為了獲得良好的抗噪擾性能，避免錯誤的電壓測量，采用帶軟件的數字濾波器可以履行這一功能。濾波器使三次輸出電壓測量進行平均，每次測量間隔100μs。

為使電流波形與AC輸入電壓同步，通過軟件進行過零檢測。每1ms上的AC電壓被感測，在周期結束之前，A/D轉換器變化到連續(xù)變換模式。當輸出電壓通過50V時，一個跨零信號經過0.5ms延遲之后產生。在沒有跨零檢測時，利用電流時基定時器保持同步。

3?5安全功能

通過微控制器A/D轉換器每μs對輸出電壓進行自動測量一次，軟件安全有可靠保證。當輸出電壓達到450V時，輸出過電壓檢測將停止PFC。當輸出電壓降至420V以下時，系統(tǒng)再次啟動。借助于其它A/D轉換器信道，依靠軟件支持，其它的安全功能有以下幾個方面：

1）功率MOSFET柵極電壓監(jiān)視當柵極電壓低于13V時，系統(tǒng)停止運行；

2）DC輸出電壓監(jiān)視在接通時如果輸出電壓高于預確定值，僅PFC功能啟動；

3）AC輸入電壓監(jiān)視如果AC輸入電壓太低，系統(tǒng)則停止操作；

4）短路檢測與保護。

4實際應用與效果

一個實際的數字PFC升壓預調節(jié)器電路如圖10所示。在圖10中，TDA8139的15V和5V輸出，為UC3843和ST90E30提供工作電壓。PFC升壓變換器DC輸出電壓是400V，加載一個400W的電阻性負載。PFC借助于ST9微控制器的一個多功能定時器（用于PWM產生）和A/D轉換器的三個信道（用于電壓監(jiān)視）去控制。微控制器的大多數特征和CPU占用時間空閑，因而它同時可以控制一個被結合的復雜應用。微控制器包含的主要閑置功能包括一個多功能定時器、4個A/D轉換器通道、一個串行通信接口（SC1）、一個串行外部接口（SP1）、一個看門狗定時器和存儲器存取控制器。ST9微控制器能管理和控制PFC預調整器和三相感應電機驅動變換器，同時還結合總線（BUS）管理。 [!--empirenews.page--]

對于400W的負載，采用數字PFC預調節(jié)電路的AC輸入電流波形與未采用PFC時電流波形比較如圖11所示。

采用了數字PFC后，AC輸入電流與AC電壓同相位，輸出電壓紋波僅為15Vp?p（降低60％左右），峰值AC輸入電流由7A降至2A。當AC輸入電壓從140V升至300V時，DC輸出電壓（400V）變化量低于2％。利用付立葉變換原理對AC輸入電流的諧波進行測試，采用數字PFC和未采用時的測量結果如表1所列。

表1諧波電流測試結果比較ImainsPRL=400W諧波n（次）
12345
帶PFCIrms/A1.801.700.070.2500
無PFCIrms/A3.02.01.01.01.00
從表1可知，采用數字PFC后的電流諧波明顯減小。盡管在橋式整流器輸入端產生的是非正弦波電流，但系統(tǒng)功率因數仍可達0.99，比不采用PFC提高0?4左右。

數字PFC還具有優(yōu)良的動態(tài)響應特性。當負載從50W到450W變化時，最大瞬態(tài)輸出電壓僅40V，并在100ms之內回復到設定值（400V）。

5結語

綜上所述，帶非正弦波電流的數字PFC為PFC

德州儀器推出新型即用電源模塊

為加速設計產品的上市時間，德州儀器公司(TI)日前宣布推出基于其SWIFTTMDC/DC轉換器的新型即用電源模塊。該模塊可提供高達6A的輸出電流及較低的輸入電壓，所有這些均集中于外形小巧、功能齊全、并可直接焊接到系統(tǒng)主板上的解決方案中。這款易用型SWIFT模塊適用于負載點應用，如通信、聯網、計算機及各種其它應用中的數字信號處理器(DSP)、ASIC、FPGA、微處理器與微控制器等。

TI的PT5400SWIFT電源模塊將TPS54610SWIFT調節(jié)器與所需的外部組件進行了完美結合，形成了具有3.3V與5V的輸入電壓以及1.0～3.3V輸出電壓的全套電源解決方案。通過添加外電阻器可實現更高級的輸出電壓調節(jié)。該模塊的效率極高，在輸出電流為4A時效率為93％。該電源模塊在設計方面的靈活性及保護功能還包括短路保護、待機、輸出禁止和熱關斷。

圖10基于ST9和UC3843的數字PFC電路

圖11帶數字PFC與未采用PFC時AC輸入電流波形比較

(a)不帶PFC

(b)帶PFC

技術提供了一種新的方法。這種方法同樣能保證AC輸入電流諧波畸變不超過標準規(guī)定的限制，系統(tǒng)功率因數接近于1。