基于HIP6004E的降壓型DC/DC變換器的設(shè)計
1 引言
HIP6004E是降壓型同步整流PWM控制器和輸出電壓監(jiān)控器，它在一個很小的封裝（SOIC-20或TSSOP-20）內(nèi)集成了PWM控制，輸出電壓調(diào)節(jié)，電壓監(jiān)視和過壓、過流保護等功能，可在DC 1.050～1.825V范圍內(nèi)，以25mV的增量精確調(diào)節(jié)輸出電壓。另外，它還具有軟啟動，工作頻率寬范圍可調(diào)，遙控開關(guān)機，快速的動態(tài)響應(yīng)，輸出功率大，電壓穩(wěn)定度好等特點。這些優(yōu)點使HIP6004E可以廣泛應(yīng)用于高性能微處理器供電（如Pentium Ⅲ和其它微處理器）和高功率DC/DC變換器及低電壓分布式供電系統(tǒng)中。
2 HIP6004E引腳功能和工作原理
2.1 引腳功能
HIP6004E引腳排列如圖1所示。
圖1 引腳排列
各引腳功能如下：
腳1（VSEN） 電壓檢測腳，連接到變換器的輸出電壓端，PGOOD和OVP信號，利用該信號來檢測輸出電壓的狀態(tài)和進行過壓保護；
腳2（OCSET） 過流設(shè)定腳，用來設(shè)定過流保護值；
腳3（SS） soft start，從該腳連接一個電容到地，設(shè)定變換器的軟啟動間隔時間，也可用來作為變換器的使能端，開啟/關(guān)閉變換器；
腳4－腳8（VID25mV，VID0－VID3） 5位DAC的輸入腳，通過這5個腳可對內(nèi)部電壓參考（DACOUT）進行編程，而DACOUT的輸出用來設(shè)定變換器的輸出電壓，同時也用來設(shè)定PGOOD和OVP的門檻電壓；
腳9（COMP） 內(nèi)部誤差放大器的輸出，用來補償變換器的電壓反饋信號；
腳10（FB） 內(nèi)部誤差放大器的反相輸入，用來補償變換器的電壓反饋信號；
腳11（GND） 信號地；
腳12（PGOOD） 電源好信號，OC門輸出，用來指示變換器輸出電壓的狀態(tài)；當(dāng)輸出電壓超出DACOUT參考電壓的±10％范圍時，該信號變低，說明電壓不正常；
腳13（PHASE） 將其連到上端MOSFET的源極，用來監(jiān)視MOSFET的電壓降，從而實現(xiàn)過流保護，同時，它也是上端MOSFET門極驅(qū)動的返回路徑；
腳14（UGATE） 將其連到上端MOSFET的門極，提供門極驅(qū)動信號；
腳15（BOOT） 提供上端MOSFET的偏置電壓；
腳16（PGND） 功率地，將下端MOSFET的源極接該腳；
腳17（LGATE） 將其連到下端MOSFET的門極，提供門極驅(qū)動信號；
腳18（VCC） 芯片工作電壓輸入；
腳19（OVP） 過壓輸出信號；
腳20（RT） 用來設(shè)置振蕩器的開關(guān)頻率。
2.2 工作原理
HIP6004E內(nèi)部框圖如圖2所示。它由數(shù)模轉(zhuǎn)換器，電壓參考，誤差放大器，振蕩器，PWM比較器，軟啟動電路，過壓、過流保護電路，門極控制邏輯電路，上電復(fù)位電路等部分組成。
圖2 HIP6004E內(nèi)部框圖
上電后，HIP6004E自動進行初始化，無需特殊的加電順序。POWER-ON（POR）實時監(jiān)測芯片工作電壓（Vcc）和變換器的輸入電壓（Vin），當(dāng)兩種電壓都超過設(shè)定門檻值時，開始進行軟啟動過程。芯片內(nèi)部的10μA電流源對接在腳3（SS）的軟啟動電容進行充電，腳3電壓緩慢上升，并將誤差放大器的輸出電壓（COMP）和參考電壓（同相端輸入）都鉗位為腳3電壓。當(dāng)腳3電壓上升到一定幅度時，與振蕩器產(chǎn)生的三角波進行比較，產(chǎn)生PHASE脈沖對輸出電容進行充電。當(dāng)輸出電壓達到一定幅值后，參考電壓開始控制輸出電壓。當(dāng)腳3電壓超過DACOUT電壓后，輸出電壓進入調(diào)節(jié)過程。這種軟啟動方法使輸出電壓快速地，可控地上升。軟啟動過程結(jié)束后，進入正常運行狀態(tài)，產(chǎn)生PWM波使上下端兩個MOSFET交替導(dǎo)通，并通過電壓反饋電路來維持輸出電壓的穩(wěn)定。
3 DC/DC變換器的設(shè)計
基于HIP6004E的典型DC/DC變換器電路如圖3所示，以下詳細介紹設(shè)計過程。
圖3 典型DC/DC變換器電路 [!--empirenews.page--]3.1 開關(guān)頻率設(shè)置
HIP6004E的開關(guān)頻率在50kHz～1MHz內(nèi)可調(diào)節(jié)，自由振蕩頻率為200kHz。在實際應(yīng)用中，調(diào)節(jié)開關(guān)頻率主要是考慮，高開關(guān)頻率可以使用較小容量的輸出濾波電感和電容。
當(dāng)腳20（RT）對地接一個電阻時，開關(guān)頻率將增大，開關(guān)頻率由式（1）決定。
fs=200kHz＋ （1）
當(dāng)腳20對腳18（VCC）接一個電阻時，開關(guān)頻率將減小，開關(guān)頻率由式（2）決定。
fs=200kHz－ （2）
3.2 輸出電壓編程
HIP6004E變換器的輸出電壓可在DC1.050～1.825V范圍內(nèi)精確調(diào)節(jié)，變化幅度每檔為25mV。通過5個VID管腳對內(nèi)部的DAC進行編程，可對輸出電壓進行精確的控制。編程表如表1所示。當(dāng)管腳與地相連時編碼為0；通過上拉電阻與VCC相連或懸空時編碼為1。也可接受5位TTL電平信號進行編程。
表1 輸出電壓編程表
| PIN NAME | Nominal Output
Voltage DACOUT |
PIN NAME | Nominal Output
Voltage DACOUT |
||||||||
|---|---|---|---|---|---|---|---|---|---|---|---|
| VID25mV | VID3 | VID2 | VID1 | VID0 | VID25mV | VID3 | VID2 | VID1 | VID0 | ||
| 0 | 0 | 1 | 0 | 0 | 1.050 | 0 | 1 | 1 | 0 | 0 | 1.450 |
| 1 | 0 | 1 | 0 | 0 | 1.075 | 1 | 1 | 1 | 0 | 0 | 1.475 |
| 0 | 0 | 0 | 1 | 1 | 1.100 | 0 | 1 | 0 | 1 | 1 | 1.500 |
| 1 | 0 | 0 | 1 | 1 | 1.125 | 1 | 1 | 0 | 1 | 1 | 1.525 |
| 0 | 0 | 0 | 1 | 0 | 1.150 | 0 | 1 | 0 | 1 | 0 | 1.550 |
| 1 | 0 | 0 | 1 | 0 | 1.175 | 1 | 1 | 0 | 1 | 0 | 1.575 |
| 0 | 0 | 0 | 0 | 1 | 1.200 | 0 | 1 | 0 | 0 | 1 | 1.600 |
| 1 | 0 | 0 | 0 | 1 | 1.225 | 1 | 1 | 0 | 0 | 1 | 1.625 |
| 0 | 0 | 0 | 0 | 0 | 1.250 | 0 | 1 | 0 | 0 | 0 | 1.650 |
| 1 | 0 | 0 | 0 | 0 | 1.275 | 1 | 1 | 0 | 0 | 0 | 1.675 |
| 0 | 1 | 1 | 1 | 1 | 1.300 | 0 | 0 | 1 | 1 | 1 | 1.700 |
| 1 | 1 | 1 | 1 | 1 | 1.325 | 1 | 0 | 1 | 1 | 1 | 1.725 |
| 0 | 1 | 1 | 1 | 0 | 1.350 | 0 | 0 | 1 | 1 | 0 | 1.750 |
| 1 | 1 | 1 | 1 | 0 | 1.375 | 1 | 0 | 1 | 1 | 0 | 1.775 |
| 0 | 1 | 1 | 0 | 1 | 1.400 | 0 | 0 | 1 | 0 | 1 | 1.800 |
| 1 | 1 | 1 | 0 | 1 | 1.425 | 1 | 0 | 1 | 0 | 1 | 1.825 |
3.3 元器件的選擇和參數(shù)計算
3.3.1 輸出電容
輸出電容用來對輸出進行濾波并提供負載瞬時電流。現(xiàn)代微處理器經(jīng)常產(chǎn)生超過1A/ns的瞬態(tài)電流上升率，為了防止負載急劇變化時產(chǎn)生過大的上沖和下沖電壓，在輸出端經(jīng)常需要并聯(lián)大容量的濾波電容。實際上，濾波電容并不是容量越大越有作用，更主要的是取決于ESR（等效串聯(lián)阻抗）的大小。ESR值越小，濾波效果越好，所以，必須選用低ESR值的鋁電解電容或鉭電容。在大多數(shù)應(yīng)用場合中，多個小容量的電容并聯(lián)比單個大容量的電容濾波效果要好。
3.3.2 輸出電感
輸出電感的功能是滿足輸出電壓紋波要求。電感的大小決定了紋波電流，而紋波電壓又取決于紋波電流。紋波電流和紋波電壓可近似由式（3），式（4）表示。
紋波電流ΔI=× （3）
紋波電壓ΔVout=ΔI×ESR （4） [!--empirenews.page--]
從式（3）—（4）可看出，增大電感，將減小紋波電流和紋波電壓；反之，則增大紋波電流和紋波電壓。為了獲得相同的紋波電壓，增大電感，可以減少輸出電容的數(shù)量。但是，增大電感后將降低對負載瞬態(tài)電流的響應(yīng)，所以，輸出電感和輸出電容的選擇是相輔相成的，需在兩者之間取一個折衷值，實際應(yīng)用中可根據(jù)輸出電壓紋波要求和動態(tài)性能要求來確定電感和電容值。
3.3.3 MOSFET
HIP6004E變換器需要兩個N溝道的MOSFET。MOSFET的選擇由RDS（on），門極驅(qū)動電壓，輸出電流，散熱條件等因素確定。在大電流應(yīng)用中，MOSFET的耗散功率，封裝形式和散熱器是主要考慮的目標(biāo)。根據(jù)耗散功率，熱阻等可計算出MOSFET的工作溫升，要確保在最高環(huán)境溫度工作時，MOSFET不超過最大允許的結(jié)溫。
兩個MOSFET的耗散功率分別由式（5）和式（6）確定。
P上=Io2×RDS(on)×D＋×Io×Vin×tsw×fs （5）
P下=Io2×RDS(on)×(1－D) （6）
式中：D=Vout/Vin（工作周期）；
tsw為導(dǎo)通時間；
fs為開關(guān)頻率。
一般選擇耐壓為30V的MOSFET，電流根據(jù)負載要求而定，推薦使用IR或Intersil生產(chǎn)的MOSFET。
3.3.4 二極管
二極管的作用是鉗位，即在下端MOSFET已關(guān)斷，上端MOSFET還未導(dǎo)通的時間內(nèi)產(chǎn)生的負電壓。必須選用快速的肖特基二極管以防止MOSFET本身的體二極管的導(dǎo)通，如果直接利用MOSFET本身的體二極管來鉗位負電壓，則變換器效率將降低1～2個百分點。推薦使用3A，40V的肖特基二極管如Motorola的MBR340。
3.4 電壓反饋補償電路設(shè)計
電壓反饋補償電路的設(shè)計是整個變換器設(shè)計中最重要的環(huán)節(jié)，其參數(shù)的設(shè)置直接影響系統(tǒng)的穩(wěn)定性和動態(tài)響應(yīng)時間。電壓反饋補償電路如圖4所示。
圖4 電壓反饋補償電路
反饋補償電路由內(nèi)部誤差放大器，ZIN阻抗網(wǎng)絡(luò)，ZFB阻抗網(wǎng)絡(luò)組成。
以下詳細介紹電阻，電容參數(shù)的計算方法。
1）選擇R1的阻值，通常在2kΩ到5kΩ之間，一般定為3.3kΩ。
2）計算R2的阻值
R2=××R1 （7）
式中：DBW是希望的帶寬，一般為變換器開關(guān)頻率的20％～30％；
ΔVOSC為HIP6004E的斜坡幅值（1.9V）；
Vin為輸入電壓；
fLC=，Lo為輸出濾波電感值，Co為輸出濾波電容值。
3）計算C2的值
C2= （8） [!--empirenews.page--]
4）計算C1的值
C1= （9）
式中：fESR=，ESR為輸出電容的等效串聯(lián)阻抗值，Co為輸出濾波電容值。
5）計算R3的值
R3= （10）
式中：fSW是變換器開關(guān)頻率值。
6）計算C3的值
C3= （11）
3.5 遙控開關(guān)機電路設(shè)計
將腳3（SS）電壓拉低到1.2V以下即可關(guān)閉HIP6004E?？梢酝ㄟ^圖5所示的簡單方法實現(xiàn)遙控開關(guān)機功能，當(dāng)ENABLE信號開路時開機；當(dāng)ENABLE信號接地時關(guān)機。
圖5 遙控開關(guān)機電路
3.6 過壓保護電路設(shè)計
HIP6004E提供了一個過壓輸出信號OVP（腳19），當(dāng)輸出電壓超過設(shè)定電壓的15％時，該腳變?yōu)楦唠娖?，可用來?qū)動一個外部晶閘管，將輸入電壓強行短路，以關(guān)閉輸出電壓實現(xiàn)過壓保護。具體如圖6所示。
圖6 過壓保護電路
4 結(jié)語
基于HIP6004E的降壓型DC/DC變換器具有結(jié)構(gòu)簡單，效率高，動態(tài)響應(yīng)快，輸出電壓可精確調(diào)節(jié)，保護功能齊全等優(yōu)點，能很好地滿足一些高性能微處理器的供電要求。
下載文檔
