* 軟關(guān)斷技術(shù)
    軟關(guān)斷端給出一個附加的柔性，允許功率變換器進入UVLO期間和打呃模式下。如果SS OFF端拉上到5V的REF端，功率變換器在任何條件下都將硬關(guān)斷。硬關(guān)斷驅(qū)動每個輸出都立即到低電平。

* 過熱保護
    內(nèi)部的過熱關(guān)斷電路，提供了在最高結(jié)溫超出時保護集成電路。此時芯片為160℃，控制器強制進入關(guān)斷狀態(tài)，偏置穩(wěn)壓器被禁止，在過熱關(guān)斷期間，SS和SSSR電容全部放電，控制器在結(jié)溫降到140℃以下時進入正常起動順序。

* 應用信息
    移相全橋式工作模式(PSFB)移相全橋拓撲是從全橋拓撲派生出來的，當適當?shù)丶庸た梢允筆SFB拓撲實現(xiàn)初級功率MOSFET的零電壓開關(guān)，而且保持恒定的開關(guān)頻率，ZVS特點是可以減少開關(guān)損耗，降低EMI發(fā)射，PSFB的實現(xiàn)系采用LM5046完成的，工作過程描述如下：
    (1)工作狀態(tài)1(功率傳輸，主動模式)
    PSFB拓撲的功率傳輸模式象硬開關(guān)的全橋，當橋路對角線的兩個MOSFET導通時(HO1和LO2或HO2和LO1)。一個功率傳輸周期從初級到次級開始丁作，圖8給出對角開關(guān)HO1和LO2工作的狀態(tài)。在此狀態(tài)，所有VIN加到功率變壓器的初級，由次級線圈降壓。

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    (2)工作狀態(tài)2(主動到從動傳輸)
    在功率傳輸周期結(jié)束后，PWM關(guān)斷開關(guān)LO2，在初級側(cè)，折回的負載電流加上勵磁電流經(jīng)由SW2結(jié)點返回VIN，從主動到從動傳輸在HO2體二極管或HO2導通時完成，無論誰早一些完成。延遲總是插入的，其由設置RD2給出合適的值，HO2僅在體二極管正偏時導通，在此模式下，Imag +Ilplak作為電流源給SW2結(jié)點處的寄生電容充電。在輕載條件下，它用更長的時間將SW結(jié)點推向VIN。
    主動到從動的傳輸時間可以用下式近似求出：
   
    此處，Im是勵磁電流，NTR是變壓器匝比，Ilpesk是輸出濾波電感電流的峰值，Cparasitic是結(jié)點SW2處的寄生電容。
    (3)工作狀態(tài)3(自由運轉(zhuǎn)／從動模式)
    在自由運轉(zhuǎn)時與傳統(tǒng)全橋初級四個MOSFET全部關(guān)斷不同，在PSFB拓撲中變壓器的初級被頂部兩個MOSFET(HO1、HO2)短路，或者被底部兩個MOSFET短路，在CLK周期內(nèi)，頂部MOSFETHO1和HO2保持共同導通。進一步在二次側(cè)很像傳統(tǒng)全橋拓撲，同步整流的MOSFET兩個都被激活，
在此狀態(tài)，沒有能量傳輸，濾波電感電流通過同步整流的MOSFET在運行。
    (4)工作模式4(從動到主動傳輸)
    在開關(guān)周期結(jié)束時，也就是振蕩器測定出電流CLK周期后，初級開關(guān)HO1和二次側(cè)FET，SR1同時關(guān)斷，結(jié)點SW1處的電壓開始降落到GND，這是由于功率變壓器的漏感加上傳輸電感和SW1處的寄生電容之間的諧振造成的，勵磁電感在此時被短路，因此它沒有任何動作，LC諧振的結(jié)果形成半個正弦波，其周期取決于漏感和寄生電容，正弦半波的峰值是負載電流的函數(shù)，由從動到主動傳輸時間由下式給出：
   
    當由仔細增加漏感或增加一個外部串入電感來調(diào)諧時，正弦諧振波形峰值由LO1體二極管箝住，在此時ZVS在LO1開關(guān)時實現(xiàn)。
    CLK周期的開關(guān)順序如下：開關(guān)LO1主動期令對角的LO1和HO2導通，傳輸功率，功率傳輸周期結(jié)束，此時PWM關(guān)斷HO2緊隨著是主動到從動傳輸。此時LO2導通，在自由運轉(zhuǎn)時，LO1和LO2兩者激活，從這個順序可以推斷，右上部和左下部MOS導通(HO2、LO2)其由PWM信號終止，結(jié)束
功率傳輸周期，SW2結(jié)點總是見到主動到從動的傳輸，進一步，MOSFET導通橋的左上和左下，總值CLK結(jié)束時關(guān)斷，此自由運轉(zhuǎn)周期，SW1結(jié)點總是見到從動到主動的傳輸。
    (1)控制方法選擇
    LM5046是一個多功能的PWM控制IC，它既可以組成電流型控制，也可以組成電壓型控制，選擇控制模式通常取決于設計師的偏好。下面必須考慮的是選擇控制方法。電流控制型能固有地平衡磁密，全橋拓樸等其它雙輸出拓樸，必須防止磁芯飽合，任何不對稱的伏秒積加到兩相之間都會導致磁密不平衡，這會導致變壓器的DC偏移，伏秒積不平衡可以由電流型控制解決，在電流型控制中，初級電流信號狀態(tài)與相應誤差信號比較去控制占空比，在穩(wěn)定狀態(tài)下，這個結(jié)果在每一相工作終止時由脈寬調(diào)節(jié)相同的峰值電流，于是有了相同的伏秒積。
    電流控制型對噪聲和次諧波振蕩是敏感的，當采用電壓控制型時，使用大的斜波給PWM，這樣就不敏感了。電壓型控制采用電壓前饋的方法有了很好的線路瞬態(tài)響應。當用電壓控制型時，可以用一支DC電容與變壓器初級線圈串聯(lián)，來防止任何的磁密不平衡導致的變壓器磁芯飽合。

* 用LM5046作電壓控制型
    LM5046作電壓型控制時，外部電阻RFF接到VIN和RAMP端，電容CFF接到RAMP和AGND，RAMP端需要建起一個鋸齒波調(diào)制斜波信號，如圖8。在RAMP端信號的斜率將隨著輸入電壓變化。改變的斜率提供必要的線路前饋信息以改善線路的瞬態(tài)響應。以此做電壓型控制，用恒定的誤差信號，導通時間的變化反比于輸入電壓(VIN)以此穩(wěn)定變壓器初級的伏秒積，用線路前饋的斜波給PWM控制所需，從而提高線路調(diào)整率，在改變輸入電壓時作環(huán)路補償。進一步電壓控制型對噪聲不太敏感。不需要前沿濾波。因此它對寬輸入電壓變化的情況是一個好的選擇，電壓型控制需要Ⅲ型補償網(wǎng)絡，可以完整的結(jié)合L-C的輸出濾波器的極點。
    推薦CFF電容值的范圍從100PF到1800PF，參考圖8，可以看到CFF值必須足夠小，以便當時鐘脈寬在50nS時能放電，內(nèi)部放電MOSFET的RDS(ON)為5．5Ω，RFF的值由下式計算：
   
    例如，設VRAMP為1．5V，在VIN MIN為36V時，fosc=400kHz，CFF=470pF，這時RFF為125kΩ。(未完待續(xù))