近來， LLC拓撲以其高效，高功率密度受到廣大電源設(shè)計工程師的青睞，但是這種軟開關(guān)拓撲對MOSFET的要求卻超過了以往任何一種硬開關(guān)拓撲。特別是在電源啟機，動態(tài)負載，過載，短路等情況下。Infineon CoolMOS CFD2系列以其高擊穿電壓，快恢復(fù)體二極管，低Qg 和Coss能夠完全滿足這些需求并大大提升電源系統(tǒng)的可靠性。

1. 引言

長期以來， 提升電源系統(tǒng)功率密度，效率以及系統(tǒng)的可靠性一直是研發(fā)人員面臨的重大課題。 提升電源的開關(guān)頻率是其中的方法之一， 但是頻率的提升會影響到功率器件的開關(guān)損耗，使得提升頻率對硬開關(guān)拓撲來說效果并不十分明顯，硬開關(guān)拓撲已經(jīng)達到了它的設(shè)計瓶頸。而此時，軟開關(guān)拓撲，如LLC拓撲以其獨具的特點受到廣大設(shè)計工程師的追捧。但是… 這種拓撲卻對功率器件提出了新的要求。

2. LLC 電路的特點

LLC 拓撲的以下特點使其廣泛的應(yīng)用于各種開關(guān)電源之中：

1. LLC 轉(zhuǎn)換器可以在寬負載范圍內(nèi)實現(xiàn)零電壓開關(guān)。

2. 能夠在輸入電壓和負載大范圍變化的情況下調(diào)節(jié)輸出，同時開關(guān)頻率變化相對很小。

3. 采用頻率控制，上下管的占空比都為50%.

4. 減小次級同步整流MOSFET的電壓應(yīng)力，可以采用更低的電壓MOSFET從而減少成本。

5. 無需輸出電感，可以進一步降低系統(tǒng)成本。

6. 采用更低電壓的同步整流MOSFET, 可以進一步提升效率。

3. LLC 電路的基本結(jié)構(gòu)以及工作原理

圖1和圖2分別給出了LLC諧振變換器的典型線路和工作波形。如圖1所示LLC轉(zhuǎn)換器包括兩個功率MOSFET(Q1和Q2)，其占空比都為0.5;諧振電容Cr,副邊匝數(shù)相等的中心抽頭變壓器Tr,等效電感Lr,勵磁電感Lm,全波整流二極管D1和D2以及輸出電容Co。

圖1 LLC諧振變換器的典型線路

圖2 LLC諧振變換器的工作波形

而LLC有兩個諧振頻率，Cr, Lr 決定諧振頻率fr1; 而Lm, Lr, Cr決定諧振頻率fr2。

系統(tǒng)的負載變化時會造成系統(tǒng)工作頻率的變化，當負載增加時， MOSFET開關(guān)頻率減小， 當負載減小時，開關(guān)頻率增大。

3.1 LLC諧振變換器的工作時序

LLC變換器的穩(wěn)態(tài)工作原理如下。

1)〔t1,t2〕

Q1關(guān)斷，Q2開通，電感Lr和Cr進行諧振，次級D1關(guān)斷，D2開通，二極管D1約為兩倍輸出電壓，此時能量從Cr, Lr轉(zhuǎn)換至次級。直到Q2關(guān)斷。

2)〔t2,t3〕

Q1和Q2同時關(guān)斷，此時處于死區(qū)時間， 此時電感Lr, Lm電流給Q2的輸出電容充電，給Q1的輸出電容放電直到Q2輸出電容的電壓等于Vin.

次級D1和D2關(guān)斷 Vd1=Vd2=0, 當Q1開通時該相位結(jié)束。

3)〔t3,t4〕

Q1導(dǎo)通，Q2關(guān)斷。D1導(dǎo)通， D2關(guān)斷， 此時Vd2=2Vout

Cr和Lr諧振在fr1, 此時Ls的電流通過Q1返回到Vin,直到Lr的電流為零次相位結(jié)束。

4)〔t4,t5〕

Q1導(dǎo)通， Q2關(guān)斷， D1導(dǎo)通， D2關(guān)斷，Vd2=2Vout

Cr和Lr諧振在fr1, Lr的電流反向通過Q1流回功率地。 能量從輸入轉(zhuǎn)換到次級，直到Q1關(guān)斷該相位結(jié)束

5)〔t5,t6)

Q1,Q2同時關(guān)斷， D1,D2關(guān)斷， 原邊電流I(Lr+Lm)給Q1的Coss充電， 給Coss2放電， 直到Q2的Coss電壓為零。 此時Q2二極管開始導(dǎo)通。 Q2開通時相位結(jié)束。

6)〔t6,t7〕

Q1關(guān)斷，Q2導(dǎo)通，D1關(guān)斷， D2 開通，Cr和Ls諧振在頻率fr1, Lr 電流經(jīng)Q2回到地。 當Lr電流為零時相位結(jié)束。

3.2 LLC諧振轉(zhuǎn)換器異常狀態(tài)分析

以上描述都是LLC工作在諧振模式， 接下來我們分析LLC轉(zhuǎn)換器在啟機， 短路， 動態(tài)負載下的工作情況。

3.21 啟機狀態(tài)分析

通過LLC 仿真我們得到如圖3所示的波形，在啟機第一個開關(guān)周期，上下管會同時出現(xiàn)一個短暫的峰值電流Ids1 和Ids2. 由于MOSFET Q1開通時會給下管Q2的輸出電容Coss充電，當Vds為高電平時充電結(jié)束。而峰值電流Ids1和Ids2也正是由于Vin通過MOSFET Q1 給Q2 結(jié)電容Coss的充電而產(chǎn)生。

圖3 LLC 仿真波形

我們將焦點放在第二個開關(guān)周期時如圖4,我們發(fā)現(xiàn)此時也會出現(xiàn)跟第一個開關(guān)周期類似的尖峰電流，而且峰值會更高，同時MOSFET Q2 Vds也出現(xiàn)一個很高的dv/dt峰值電壓。那么這個峰值電流的是否仍然是Coss引起的呢? 我們來做進一步的研究。

圖4 第二個開關(guān)周期波形圖

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對MOSFET結(jié)構(gòu)有一定了解的工程師都知道，MOSFET不同于IGBT,在MOSFET內(nèi)部其實寄生有一個體二極管，跟普通二極管一樣在截止過程中都需要中和載流子才能反向恢復(fù)， 而只有二極管兩端加上反向電壓才能夠使這個反向恢復(fù)快速完成， 而反向恢復(fù)所需的能量跟二極管的電荷量Qrr相關(guān)， 而體二極管的反向恢復(fù)同樣需要在體二極管兩端加上一個反向電壓。在啟機時加在二極管兩端的電壓Vd=Id2 x RON. 而Id2在啟機時幾乎為零，而二極管在Vd較低時需要很長的時間來進行反向恢復(fù)。如果死區(qū)時間設(shè)置不夠，如圖5所示高的dv/dt會直接觸發(fā)MOSFET內(nèi)的BJT從而擊穿MOSFET.

圖5

通過實際的測試，我們可以重復(fù)到類似的波形，第二個開關(guān)周期產(chǎn)生遠比第一個開關(guān)周期高的峰值電流，同時當MOSFET在啟機的時dv/dt高118.4V/ns. 而Vds電壓更是超出了600V的最大值。MOSFET在啟機時存在風險。

圖6

3.22 異常狀態(tài)分析

下面我們繼續(xù)分析在負載劇烈變化時，對LLC拓撲來說存在那些潛在的風險。

在負載劇烈變化時，如短路，動態(tài)負載等狀態(tài)時，LLC電路的關(guān)鍵器件MOSFET同樣也面臨著挑戰(zhàn)。

通常負載變化時LLC 都會經(jīng)歷以下3個狀態(tài)。我們稱之為硬關(guān)斷， 而右圖中我們可以比較在這3個時序當中，傳統(tǒng)MOSFET和CoolMOS內(nèi)部載流子變化的不同， 以及對MOSFET帶來的風險。

時序1, Q2零電壓開通，反向電流經(jīng)過MOSFET和體二極管， 此時次級二極管D2開通，D1關(guān)段。

-傳統(tǒng)MOSFET此時電子電流經(jīng)溝道區(qū)，從而減少空穴數(shù)量

-CoolMOS此時同傳統(tǒng)MOSFET一樣電子電流經(jīng)溝道，穴減少，不同的是此時CoolMOS 的P井結(jié)構(gòu)開始建立。

時序2, Q1和Q2同時關(guān)斷，反向電流經(jīng)過MOSFETQ2體二極管。

Q1和Q2關(guān)斷時對于傳統(tǒng)MOSFET和CoolMOS來說內(nèi)部電子和空穴路徑和流向并沒有太大的區(qū)別。

時序3, Q1此時開始導(dǎo)通，由于負載的變化， 此時MOSFET Q2的體二極管需要很長的時間來反向恢復(fù)。當二極管反向恢復(fù)沒有完成時MOSFET Q2出現(xiàn)硬關(guān)斷， 此時Q1開通，加在Q2體二極管上的電壓會在二極管形成一個大電流從而觸發(fā)MOSFET內(nèi)部的BJT造成雪崩。

-傳統(tǒng)MOSFET此時載流子抽出，此時電子聚集在PN節(jié)周圍， 空穴電流擁堵在PN節(jié)邊緣。

-CoolMOS的電子電流和空穴電流各行其道， 此時空穴電流在已建立好的P井結(jié)構(gòu)中流動，并無電子擁堵現(xiàn)象。

綜上， 當LLC電路出現(xiàn)過載，短路，動態(tài)負載等條件下， 一旦二極管在死區(qū)時間不能及時反向恢復(fù)， 產(chǎn)生的巨大的復(fù)合電流會觸發(fā)MOSFET內(nèi)部的BJT使MOSFET失效。

InfinEON CoolMOS采用Super Juction結(jié)構(gòu)， 這種結(jié)構(gòu)在MOSFET硬關(guān)斷的狀態(tài)下， 載流子會沿垂直構(gòu)建的P井中復(fù)合， 基本上沒有側(cè)向電流， 大大減少觸發(fā)BJT的機會。

4. 如何更容易實現(xiàn)ZVS

通過以上的分析，可以看到增加MOSFET的死區(qū)時間，可以提供足夠的二極管反向恢復(fù)時間同時降低高dv/dt, di/dt 對LLC電路造成的風險。但是增加死區(qū)時間是唯一的選擇么?下面我們進一步分析如何夠降低風險提升系統(tǒng)效率。

圖7

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對于LLC 電路來說死區(qū)時間的初始電流為

而LLC能夠?qū)崿F(xiàn)ZVS必須滿足

而最小勵磁電感為

根據(jù)以上3個等式，我們可以通過以下三種方式讓LLC實現(xiàn)ZVS.

第一， 增加Ipk.

第二， 增加死區(qū)時間。

第三， 減小等效電容Ceq即Coss.

從以上幾種狀況，我們不難分析出。增加Ipk會增加電感尺寸以及成本，增加死區(qū)時間會降低正常工作時的電壓，而最好的選擇無疑是減小Coss,因為減小無須對電路做任何調(diào)整，只需要換上一個Coss相對較小MOSFET即可。

5. Infineon CoolMOS CFD系列

Infineon CoolMOS CFD2是Infineon CoolMOS CFD系列的第二代產(chǎn)品也是目前市場上第一顆650V并且?guī)Э旎謴?fù)二極管的650V高壓MOSFET.

極低的Qrr和trr使得該MOSFET可以輕松的應(yīng)對LLC硬關(guān)斷時各種現(xiàn)象。圖8中是CoolMOS CFD2 Qrr和其他系列的MOS的對比，可以明顯的看見Cool CFD2 (IPW65R080CFD)的Qrr要遠遠低于其他系列。圖9是LLC 電路發(fā)生硬關(guān)斷的波形比較，此時由于二極管反向恢復(fù)所產(chǎn)生的峰值電壓要遠遠小于其他型號MOSFET. 因此CoolMOS CFD2在LLC拓撲電源系統(tǒng)發(fā)生啟機，動態(tài)負載，過載，短路等異常情況下表現(xiàn)出更高的可靠性。

圖8 CoolMOS CFD2 Qrr和其他系列的MOS的對比

同時我們在圖9中比較了CoolMOS CFD2(IPW65R080CFD)和其他型號同類型的MOSFET的Coss.

圖9 CoolMOS CFD2(IPW65R080CFD)和其他型號同類型的MOSFET的Coss

在Vds電壓高于100V時，CoolMOS CFD2的Coss要比其他的MOSFET小一半左右。

更低的Coss使得LLC更容易實現(xiàn)ZVS,從而進一步提升電源系統(tǒng)效率。

圖10 對比結(jié)果

6. 結(jié)論

LLC 拓撲廣泛的應(yīng)用于各種開關(guān)電源當中，而這種拓撲在提升效率的同時也對MOSFET提出了新的要求。不同于硬開關(guān)拓撲，軟開關(guān)LLC諧振拓撲，不僅僅對MOSFET的導(dǎo)通電阻(導(dǎo)通損耗)，Qg(開關(guān)損耗)有要求，同時對于如何能夠有效的實現(xiàn)軟開關(guān)，如何降低失效率，提升系統(tǒng)可靠性，降低系統(tǒng)的成本有更高的要求。英飛凌CoolMOS CFD2系列，具有快速的體二極管，低Coss,高達650V的擊穿電壓，使LLC拓撲開關(guān)電源具有更高的效率和可靠性。