引言

級(jí)聯(lián)型逆變器由于輸出波形好、開關(guān)器件應(yīng)力小、功率容量大、易于擴(kuò)展，而且不存在其它多電平拓?fù)涞妮斎腚娙蓦妷壕鶋簡(jiǎn)栴}等優(yōu)點(diǎn)，在電力變換和有源濾波方面得到了廣泛應(yīng)用[1]。

同時(shí),對(duì)每臺(tái)級(jí)聯(lián)單元采用不同的輸入直流電壓,可以增加級(jí)聯(lián)逆變器輸出電壓的電平數(shù),從而可以減少輸出電壓的諧波,提高了輸出波形的正弦度。本文以兩臺(tái)逆變器單元級(jí)聯(lián)為例，分別對(duì)輸入電壓相等和不等的兩種情況下，級(jí)聯(lián)逆變器輸出波形的諧波、開關(guān)頻率等性能進(jìn)行了分析比較。

1.級(jí)聯(lián)型逆變器輸出電平與每臺(tái)級(jí)聯(lián)單元輸入電壓的關(guān)系

對(duì)于一個(gè)由m個(gè)逆變器單元級(jí)聯(lián)而成的級(jí)聯(lián)型逆變器而言，如圖1所示，若每臺(tái)逆變單元的輸入直流電壓相等，則可以輸出電平數(shù)為2m+1的電壓波形[2]，就級(jí)聯(lián)型H橋逆變器而言，通過采用每臺(tái)級(jí)聯(lián)單元輸入直流不等的方法，可以提高輸出電平的數(shù)目，從而可以大大地提高輸出波形的質(zhì)量。

如果每臺(tái)逆變單元的輸入直流電壓之間的變比滿足：

其中，

表示第i個(gè)級(jí)聯(lián)單元能夠輸出的電平數(shù)，那么，整個(gè)級(jí)聯(lián)型逆變器的輸出電平將達(dá)到最大值，即

例如兩臺(tái)級(jí)聯(lián)的逆變器，若滿足Vc1=3Vc2，將輸出最多電平為9的電壓波形，但同時(shí)須注意輸出極性和總輸出電壓極性相反的級(jí)聯(lián)單元，其電源應(yīng)具備能接受灌電流的能力[3[[4]，對(duì)于不能接收灌電流的電源裝置或設(shè)備，如燃料電池等，應(yīng)采取降低每臺(tái)級(jí)聯(lián)單元輸入電壓的變比，使每臺(tái)級(jí)聯(lián)單元的輸出極性與總輸出電壓的極性相一致，這樣會(huì)使級(jí)聯(lián)型逆變器的輸出電平數(shù)會(huì)相應(yīng)地減少，但仍然具有較好的波形質(zhì)量。所以通常采讓每臺(tái)直流電源的電壓之間的變比符合2的指數(shù)方的關(guān)系，即Vc1=2Vc2=22Vc3=。。。=2m-1Vcm，這樣級(jí)聯(lián)型逆變器輸出的電平為

圖1　級(jí)聯(lián)型逆變器的結(jié)構(gòu)圖

2.級(jí)聯(lián)型逆變器的控制方法

2.1 級(jí)聯(lián)型逆變器的SHPWM控制

對(duì)于級(jí)聯(lián)型多電平的實(shí)現(xiàn)，本文采取了Carrara提出的消諧波PWM控制(Subharmonic PWM)，簡(jiǎn)稱SHPWM控制，如圖2，對(duì)于一個(gè)N電平逆變器，有N-1個(gè)相同頻率，相同峰峰值的三角載波與一個(gè)共同的正弦參考波交截，為了使N-1個(gè)三角載波所占的區(qū)域是連續(xù)的，它們?cè)诳臻g上是緊密相連且整個(gè)載波帶對(duì)稱分布于零參考的正負(fù)兩側(cè)[7]。正弦參考波連續(xù)地與三角載波進(jìn)行比較，當(dāng)參考波比三角載波高時(shí)，則開通相應(yīng)的開關(guān)管，反之則關(guān)斷相應(yīng)的開關(guān)管。

圖2　SHPWM控制PWM信號(hào)的形成

以兩臺(tái)單元級(jí)聯(lián)為例，當(dāng)兩臺(tái)級(jí)聯(lián)單元的輸入直流電壓相等，即Vc1=Vc2時(shí)，可以輸出五電平的電壓波形，這樣就需要4個(gè)三角載波;而當(dāng)兩臺(tái)級(jí)聯(lián)單元的輸入電壓不等，且滿足Vc1=2Vc2時(shí)，可以輸出七個(gè)電平的輸出電壓，此時(shí)則需要六個(gè)三角載波與參考波交截，雖然此時(shí)輸出電壓沒有達(dá)到最大的電平數(shù)，但每臺(tái)級(jí)聯(lián)單元的電源都不接受灌電流。對(duì)應(yīng)于每個(gè)載波帶的具體開關(guān)組合詳見表1。

2.2 級(jí)聯(lián)型逆變器的雙閉環(huán)控制

圖3為電壓電流雙閉環(huán)瞬時(shí)值控制逆變器的結(jié)構(gòu)圖。輸出電壓和基準(zhǔn)正弦波的瞬時(shí)值誤差形成調(diào)節(jié)信號(hào)，通過調(diào)節(jié)后作為電流基準(zhǔn)電流內(nèi)環(huán)由電流基準(zhǔn)和濾波電感電流比較產(chǎn)生的電流誤差信號(hào)，再與載波三角波交截后產(chǎn)生SPWM開關(guān)信號(hào)。電壓瞬時(shí)值外環(huán)可以保證逆變器在各種負(fù)載情況下均具有良好的輸出波形，而內(nèi)環(huán)采用電感電流反饋具有有良好的抗短路能力。[!--empirenews.page--]

圖3 電壓電流雙閉環(huán)瞬時(shí)值控制逆變器的結(jié)構(gòu)圖

3.仿真與實(shí)驗(yàn)結(jié)果

為了比較級(jí)聯(lián)型逆變器在每臺(tái)輸入直流電壓相等和不等的兩種情況下，輸出波形的電平數(shù)、諧波、THD(Total Harmonic Distortion)等性能的好壞，我們分別建立了兩臺(tái)級(jí)聯(lián)單元的級(jí)聯(lián)型逆變器的仿真模型和實(shí)驗(yàn)原理樣機(jī)，具體參數(shù)為：輸出電壓為115V/400Hz，開關(guān)頻率為18KHz，輸入電壓分為兩種情況，一種是Vc1=Vc2=90V，另一種是Vc1=2Vc2=120V，濾波電感為260uH，濾波電容為10uF。運(yùn)用Saber軟件對(duì)這兩種輸入電壓情況進(jìn)行仿真，得到系統(tǒng)空載時(shí)的穩(wěn)態(tài)輸出電壓仿真波形如圖4、圖5，相應(yīng)的實(shí)驗(yàn)波形如圖6、圖7。其中vo1、vo分別表示濾波前、后的輸出電壓。當(dāng)Vc1=Vc2=90V時(shí)，濾波前后的輸出電壓THD分別為35%;而當(dāng)Vc1=2Vc2=120V時(shí)，濾波前后的輸出電壓THD分別為26%，可見，后一種情況下，輸出電壓隨著電平數(shù)的增加，諧波減小到原來的74%。經(jīng)過比較，實(shí)驗(yàn)波形與仿真波形基本一致。

圖4　輸入電壓相等時(shí)的仿真輸出電壓波形

同時(shí)從圖5中還可以看出，級(jí)聯(lián)型逆變器輸出電平在60V到120V之間相互轉(zhuǎn)換時(shí)，會(huì)產(chǎn)生一個(gè)

圖5　輸入電壓不等時(shí)的仿真輸出電壓波形

圖6　輸入電壓相等時(shí)的實(shí)驗(yàn)輸出電壓波形　圖7　輸入電壓不等時(shí)的實(shí)驗(yàn)輸出電壓波形

過渡電平(0或180V)，經(jīng)過分析，是因?yàn)樗绤^(qū)的原因產(chǎn)生的，如圖1所示，當(dāng)級(jí)聯(lián)總輸出vo=60V時(shí)，即v2=0，v3=60V，對(duì)應(yīng)功率管S21，S23,S31,S34導(dǎo)通，當(dāng)輸出電平從此時(shí)的60V轉(zhuǎn)變到120V，即v2=120V，v3=0時(shí)，S23，S34關(guān)斷，由于死區(qū)時(shí)間，S24，S33不能立即導(dǎo)通，如果此時(shí)電感電流iL>0，iL將通過S23，S33的體二極管續(xù)流，使得v2=v3=0，所以出現(xiàn)了vo=0V的過渡電平，當(dāng)死區(qū)時(shí)間過后，S24，S33導(dǎo)通，vo=120V。同樣當(dāng)iL<0時(shí)，會(huì)出現(xiàn)vo=180V的過渡電平。這種過渡電平使得電感兩端的電壓變化幅度增大，從而導(dǎo)致電感電流與基準(zhǔn)電流的誤差變大，所以輸出電壓的THD略微增大。所以如果能加上死區(qū)補(bǔ)償電路，輸出電壓的諧波會(huì)更少，波形質(zhì)量會(huì)更好。

4.結(jié)論

通過選擇不同的級(jí)聯(lián)單元輸入電壓，可以輸出更多的電平數(shù)，使輸出波形諧波更少、更接近正弦波，從而提高逆變器的性能。