1 概述

安川電機公司自1974 年對電動機控制用的晶體管變頻器實現(xiàn)產(chǎn)品化以來，一直推動著電力電子技術與微電子技術的進展，為變頻器驅動領域提供了配置最新技術的先進產(chǎn)品。近年來，由于環(huán)保政策的要求，又相繼開發(fā)了各項應用中的控制新技術，即在變頻器小型化技術中提高功率器件的功率密度;以及進一步的消減變頻器固有的電磁干擾等。利用這些重要的基本技術，旨在實現(xiàn)新一代的變頻驅動。

隨著變頻器用途的擴大，各項應用所要求的性能也多種多樣，特別是近年來機械設備的小型輕量化及節(jié)能需求的不斷增長，同步電動機的可變速驅動技術也日益受到重視。與此相應，電動機控制性能的改進，堅固耐用性的提高，高精度化、功率變換效率改善、功率密度的提高，以及電磁環(huán)境的協(xié)調(diào)等，都是需要長期專心研究的重點技術。

本文闡述最新的無速度傳感器控制技術和同步電動機控制技術，并介紹了今后將要應用的下一代功率器件與環(huán)境協(xié)調(diào)技術的開發(fā)動向。

2 電動機控制技術

近年來開發(fā)的電動機控制技術，既能實現(xiàn)無速度傳感器的高控制性能，又能滿足堅固耐用的可靠性要求。下面將介紹高可靠性的無速度傳感器矢量控制，改善變頻器速度控制性能的混合式無傳感器控制，以及堅固可靠性與無傳感器的同步電動機控制等重要技術。

2.1 感應電動機的無速度傳感器矢量控制

為實現(xiàn)高精度化的通用變頻器可變速控制，在不能設置速度傳感器的環(huán)境下實現(xiàn)速度控制，積極開發(fā)研制了無速度傳感器的矢量控制。包括：由V/f控制發(fā)展起來的速度補償型，無傳感器控制(以下簡稱開環(huán)型)和由磁場定向控制發(fā)展起來的速度推定值反饋型無傳感器控制(以下簡稱閉環(huán)型)等。

開環(huán)型無傳感器控制是通過電壓指令，間接的控制電流，并保持磁通恒定的矢量控制，其組成結構如圖1所示。與V/f 控制的不同點是，藉助矢量的電壓補償運算和速度補償運算，能對所期望的電壓、電流進行調(diào)控。各種補償運算所需的電動

機電氣常數(shù)，可在線(on-line turning)自動設定，并能根據(jù)參數(shù)的變化進行堅固耐用性控制。這種控制適合于風機、水泵等大范圍的產(chǎn)業(yè)機械應用。

閉環(huán)型無傳感器控制方框圖如圖2 所示，是能獨立控制產(chǎn)生電動機磁通的勵磁電流和產(chǎn)生轉矩的轉矩電流的(一種)高性能矢量控制。藉助磁通觀測器，推定分配電流所需的磁通位置，并同時進行速度運算。將運算的速度通過反饋控制以后，則可適用于與帶傳感器有同樣高性能要求的應用場合。

2.2 感應電動機的混合式無傳感器控制

閉環(huán)型無傳感器控制，是在額定值1:200的速度控制范圍內(nèi)實現(xiàn)150%以上的高轉矩驅動控制。

但在驅動頻率為零的區(qū)間，難于推定速度。為解決這一課題，采用了高頻率重疊法的無傳感器控制。

而將高頻電壓重疊于指令電壓時，又存在鐵損和電流脈動增大的問題。因此，圖3 的方框圖結構，是在極低速的驅動時所適用的高頻重疊法。而在通常的速度范圍內(nèi)則采用帶觀測器的混合式無傳感器控制，以取代閉環(huán)型無傳感器控制。由于這一結構中，觀測器又起到了濾波器的作用，故能減小速度及相位推定的高頻紋波成分。

圖4 為在極低速時，施加100%脈動的再生轉矩場合下的響應特性。由圖可見，推定速度跟蹤于因負荷變動所導致的實際速度變化。而且，即使在零頻率附近原來控制不穩(wěn)定的區(qū)間運轉，磁通相位也幾乎無變化。這說明零頻率附近的速度控制是可能的。

2.3 同步電動機的無傳感器控制

要實現(xiàn)同步電動機的無傳感器控制，必須具有電動機的電阻、電感、感應電壓等正確信息。這些電動機參數(shù)雖存在誤差，但由于開發(fā)了以穩(wěn)速控制補正功能為中心的同步電動機控制算法，故提高了可靠性。在原來的矢量控制中，速度控制單元與電流控制單元的參數(shù)要個別進行調(diào)整，而速度指令與實際速度的關系是由2 次近似的傳遞函數(shù)模型表示的?，F(xiàn)在，速度控制系統(tǒng)與電流控制系統(tǒng)的響應可統(tǒng)一管理，這調(diào)整了相應于負荷條件的最佳增益。

與在最佳控制條件下運轉的高效控制通用異步電動機變頻驅動對比，調(diào)整同步電動機的無功電流，可提高約8%的綜合效率。而且，在電壓飽和區(qū)同樣因調(diào)整了無功電流，能防止電壓的飽和，從而實現(xiàn)恒定功率的控制。由于這種組合技術，同步電動機的無傳感器控制，可提高耐用性和改善控制性能。

圖5 為5%額定速度驅動時，施加100%脈沖負荷情況下的速度特性與轉矩特性。已經(jīng)確認，低速區(qū)的瞬時負荷可容量是足夠的。圖6為低速區(qū)的速度-轉矩特性，具有100%以上轉矩的負荷容量。

3 功率電路技術

由于功率器件的技術創(chuàng)新，變頻器的功率電路，經(jīng)歷了從VS-616G3 系列到arispeed G7 系列大約10 年時間，功率密度已提高近2 倍，現(xiàn)已進入IGBT(絕緣柵雙極晶體管)時代，功率特性的改善效果明顯。

目前，IGBT 性能的提高已接近硅的理論極限，期待著新一代功率器件的出現(xiàn)以取代硅半導體。而且，隨著IGBT的多用途化，因其高速的開關切換導致電磁噪音的增加，使對電動機有影響的微浪涌電壓也相應的增加，并出現(xiàn)軸承電腐蝕問

題等，為減輕變頻器對周邊設備的不利影響，環(huán)境協(xié)調(diào)技術也愈益受到人們的重視。

3.1 碳化硅(SiC)功率器件

為實現(xiàn)變頻器的低損耗化和提高功率密度，采用超過Si 特性的材料來制作功率器件。現(xiàn)在，最受期待的新一代功率器件材料是碳化硅(SiC)。

SiC 與Si 比較，絕緣擊穿的電場速度為Si 的10倍;能帶間隙(帶隙能量，band gap)為Si 的3 倍，因為器件可高溫操作與低阻抗化，故今后變頻器的高功率密度化大有希望。

圖7 所示為SiC 和Si的絕緣擊穿電壓與通態(tài)電阻率的理論極限。以DMOS為例，SiC 超過Si的極限，能大幅度降低通態(tài)電阻，SiC的絕緣擊穿電壓高，通態(tài)電阻也減小，故適用于要求高耐壓的工業(yè)變頻器主回路。圖8為SiC 功率MOSFET(金屬

氧化物半導體場效應管)與肖特基勢壘二極管(SBD)組合成的功率模塊，裝在變頻器主回路內(nèi)，實際異步電動機運轉時的典型波形示意圖如圖怨、圖10所示。

圖9 為二極管的回復(Vecovery)波形。圖9(a)是Si-IGBT 與快速回復二極管(FRD)的組合;

圖9(b)是SiC 的MOSFET 與SBD 的組合;SiC 與Si 對比，回復電流可減小到1/10 左右，損耗也能降低。

圖10 為斷開時的開關波形，斷開時單極器件處于高速下，原來在Si-IGBT 中可見到的脈沖后尖頭信號電流消失了，開關損耗也能大幅度減小。

(圖中，VCE 為集電極與反射極之間的電壓;IF為正向電流;Rg為柵極電阻;Iout為變頻器輸出電流。)

這次試制的樣品采用了SiC 與用Si-IGBT 和二極管組合的比較，變頻器主電路的損耗能減少約50%，如圖11 所示。[!--empirenews.page--]

變頻器的高效率化和功率密度的提高是十分必要的，但SiC 功率模塊目前仍存在批量化生產(chǎn)中一些急待解決的技術課題。

3.2 環(huán)境協(xié)調(diào)技術

現(xiàn)在的PWM 變頻器，在克服電源高次諧波及EMI 等對周邊環(huán)境的影響，以滿足用戶要求方面還存在一些問題。今后的變頻器應解決電磁環(huán)境的課題，使變頻器不對外圍設備造成不利影響。

PWM 變頻器需要解決的研究課題有：

(1)由電源高次諧波，共模式(Common-mode)電流，傳導與放射噪音導致的周邊機器的誤動作;

(2)由電動機浪涌電壓導致的電機絕緣劣化;

(3)由軸電流導致的電動機軸承損壞等。

電源高次諧波產(chǎn)生的原因是：電容輸入型整流回路的輸入電流為脈沖電流，結果在電源側就形成了含大量高次諧波成分的電流。共模式電流是因產(chǎn)生的共模式電壓通過電動機的電纜及寄生電容而流過的電流，這也是傳導噪音的形成主因。

電動機的浪涌電壓則是：變頻器和電動機因連結電纜分布電路所產(chǎn)生電壓波形的共振。電動機端子上會出現(xiàn)尖峰信號，其峰值電壓將引起電動機線卷的局部放電。

起因于PWM變頻器的軸承損壞原因是：在加有軸電壓的電動機軸承上，因電氣放電形成的軸電流而導致?lián)p壞。這一軸電壓是由變頻器輸出的共模電壓，經(jīng)電動機各部的雜散電容分壓出來的，軸電流的大小則取決于軸電壓的高低或開關器件

dv/dt的大小。

為了解決這些課題，如圖12 所示開發(fā)了濾波器電路。這是與矩陣式變換器組合的例子，也可以與變頻器組合。濾波器回路包括：配置于矩陣變換器輸出的標準模塊濾波器和共模式濾波器，以及配置于輸入側的EMI(電磁干擾)濾波器。其中，標準模塊濾波器能將輸出的PWM(脈寬調(diào)制)波形變成正弦波，解決了微浪涌的問題。而共模式濾波器能抑制輸出的共模成分，故能減小高頻的泄漏電流。由于軸電流的減小則可避免軸承的損壞。同時，因為共模式濾波器能抑制輸出共模成分，輸入側EMI 濾波器可大幅度減小尺寸(小型化)，EMI濾波器旨在減小端子電壓降低噪音;而且，EMI 濾波器的接地電容能達到極小化。一方面降低了發(fā)生觸電事故危險的基波泄漏電流，一方面能清除端子雜音電壓的超標值。圖12為與原來PWM的波形對比，利用現(xiàn)在開發(fā)的濾波器能成功解決上述的諸項研究課題的矩陣式變換器。