1 概述

安川電機公司自1974 年對電動機控制用的晶體管變頻器實現(xiàn)產品化以來，一直推動著電力電子技術與微電子技術的進展，為變頻器驅動領域提供了配置最新技術的先進產品。近年來，由于環(huán)保政策的要求，又相繼開發(fā)了各項應用中的控制新技術，即在變頻器小型化技術中提高功率器件的功率密度;以及進一步的消減變頻器固有的電磁干擾等。利用這些重要的基本技術，旨在實現(xiàn)新一代的變頻驅動。

隨著變頻器用途的擴大，各項應用所要求的性能也多種多樣，特別是近年來機械設備的小型輕量化及節(jié)能需求的不斷增長，同步電動機的可變速驅動技術也日益受到重視。與此相應，電動機控制性能的改進，堅固耐用性的提高，高精度化、功率變換效率改善、功率密度的提高，以及電磁環(huán)境的協(xié)調等，都是需要長期專心研究的重點技術。

本文闡述最新的無速度傳感器控制技術和同步電動機控制技術，并介紹了今后將要應用的下一代功率器件與環(huán)境協(xié)調技術的開發(fā)動向。

2 電動機控制技術

近年來開發(fā)的電動機控制技術，既能實現(xiàn)無速度傳感器的高控制性能，又能滿足堅固耐用的可靠性要求。下面將介紹高可靠性的無速度傳感器矢量控制，改善變頻器速度控制性能的混合式無傳感器控制，以及堅固可靠性與無傳感器的同步電動機控制等重要技術。

2.1 感應電動機的無速度傳感器矢量控制

為實現(xiàn)高精度化的通用變頻器可變速控制，在不能設置速度傳感器的環(huán)境下實現(xiàn)速度控制，積極開發(fā)研制了無速度傳感器的矢量控制。包括：由V/f控制發(fā)展起來的速度補償型，無傳感器控制(以下簡稱開環(huán)型)和由磁場定向控制發(fā)展起來的速度推定值反饋型無傳感器控制(以下簡稱閉環(huán)型)等。

開環(huán)型無傳感器控制是通過電壓指令，間接的控制電流，并保持磁通恒定的矢量控制，其組成結構如圖1所示。與V/f 控制的不同點是，藉助矢量的電壓補償運算和速度補償運算，能對所期望的電壓、電流進行調控。各種補償運算所需的電動

機電氣常數(shù)，可在線(on-line turning)自動設定，并能根據(jù)參數(shù)的變化進行堅固耐用性控制。這種控制適合于風機、水泵等大范圍的產業(yè)機械應用。

閉環(huán)型無傳感器控制方框圖如圖2 所示，是能獨立控制產生電動機磁通的勵磁電流和產生轉矩的轉矩電流的(一種)高性能矢量控制。藉助磁通觀測器，推定分配電流所需的磁通位置，并同時進行速度運算。將運算的速度通過反饋控制以后，則可適用于與帶傳感器有同樣高性能要求的應用場合。

2.2 感應電動機的混合式無傳感器控制

閉環(huán)型無傳感器控制，是在額定值1:200的速度控制范圍內實現(xiàn)150%以上的高轉矩驅動控制。

但在驅動頻率為零的區(qū)間，難于推定速度。為解決這一課題，采用了高頻率重疊法的無傳感器控制。

而將高頻電壓重疊于指令電壓時，又存在鐵損和電流脈動增大的問題。因此，圖3 的方框圖結構，是在極低速的驅動時所適用的高頻重疊法。而在通常的速度范圍內則采用帶觀測器的混合式無傳感器控制，以取代閉環(huán)型無傳感器控制。由于這一結構中，觀測器又起到了濾波器的作用，故能減小速度及相位推定的高頻紋波成分。

圖4 為在極低速時，施加100%脈動的再生轉矩場合下的響應特性。由圖可見，推定速度跟蹤于因負荷變動所導致的實際速度變化。而且，即使在零頻率附近原來控制不穩(wěn)定的區(qū)間運轉，磁通相位也幾乎無變化。這說明零頻率附近的速度控制是可能的。

2.3 同步電動機的無傳感器控制

要實現(xiàn)同步電動機的無傳感器控制，必須具有電動機的電阻、電感、感應電壓等正確信息。這些電動機參數(shù)雖存在誤差，但由于開發(fā)了以穩(wěn)速控制補正功能為中心的同步電動機控制算法，故提高了可靠性。在原來的矢量控制中，速度控制單元與電流控制單元的參數(shù)要個別進行調整，而速度指令與實際速度的關系是由2 次近似的傳遞函數(shù)模型表示的?，F(xiàn)在，速度控制系統(tǒng)與電流控制系統(tǒng)的響應可統(tǒng)一管理，這調整了相應于負荷條件的最佳增益。

與在最佳控制條件下運轉的高效控制通用異步電動機變頻驅動對比，調整同步電動機的無功電流，可提高約8%的綜合效率。而且，在電壓飽和區(qū)同樣因調整了無功電流，能防止電壓的飽和，從而實現(xiàn)恒定功率的控制。由于這種組合技術，同步電動機的無傳感器控制，可提高耐用性和改善控制性能。

圖5 為5%額定速度驅動時，施加100%脈沖負荷情況下的速度特性與轉矩特性。已經確認，低速區(qū)的瞬時負荷可容量是足夠的。圖6為低速區(qū)的速度-轉矩特性，具有100%以上轉矩的負荷容量。

3 功率電路技術

由于功率器件的技術創(chuàng)新，變頻器的功率電路，經歷了從VS-616G3 系列到arispeed G7 系列大約10 年時間，功率密度已提高近2 倍，現(xiàn)已進入IGBT(絕緣柵雙極晶體管)時代，功率特性的改善效果明顯。

目前，IGBT 性能的提高已接近硅的理論極限，期待著新一代功率器件的出現(xiàn)以取代硅半導體。而且，隨著IGBT的多用途化，因其高速的開關切換導致電磁噪音的增加，使對電動機有影響的微浪涌電壓也相應的增加，并出現(xiàn)軸承電腐蝕問

題等，為減輕變頻器對周邊設備的不利影響，環(huán)境協(xié)調技術也愈益受到人們的重視。

3.1 碳化硅(SiC)功率器件

為實現(xiàn)變頻器的低損耗化和提高功率密度，采用超過Si 特性的材料來制作功率器件。現(xiàn)在，最受期待的新一代功率器件材料是碳化硅(SiC)。

SiC 與Si 比較，絕緣擊穿的電場速度為Si 的10倍;能帶間隙(帶隙能量，band gap)為Si 的3 倍，因為器件可高溫操作與低阻抗化，故今后變頻器的高功率密度化大有希望。

圖7 所示為SiC 和Si的絕緣擊穿電壓與通態(tài)電阻率的理論極限。以DMOS為例，SiC 超過Si的極限，能大幅度降低通態(tài)電阻，SiC的絕緣擊穿電壓高，通態(tài)電阻也減小，故適用于要求高耐壓的工業(yè)變頻器主回路。圖8為SiC 功率MOSFET(金屬

氧化物半導體場效應管)與肖特基勢壘二極管(SBD)組合成的功率模塊，裝在變頻器主回路內，實際異步電動機運轉時的典型波形示意圖如圖怨、圖10所示。

圖9 為二極管的回復(Vecovery)波形。圖9(a)是Si-IGBT 與快速回復二極管(FRD)的組合;

圖9(b)是SiC 的MOSFET 與SBD 的組合;SiC 與Si 對比，回復電流可減小到1/10 左右，損耗也能降低。

圖10 為斷開時的開關波形，斷開時單極器件處于高速下，原來在Si-IGBT 中可見到的脈沖后尖頭信號電流消失了，開關損耗也能大幅度減小。

(圖中，VCE 為集電極與反射極之間的電壓;IF為正向電流;Rg為柵極電阻;Iout為變頻器輸出電流。)

這次試制的樣品采用了SiC 與用Si-IGBT 和二極管組合的比較，變頻器主電路的損耗能減少約50%，如圖11 所示。[!--empirenews.page--]

變頻器的高效率化和功率密度的提高是十分必要的，但SiC 功率模塊目前仍存在批量化生產中一些急待解決的技術課題。

3.2 環(huán)境協(xié)調技術

現(xiàn)在的PWM 變頻器，在克服電源高次諧波及EMI 等對周邊環(huán)境的影響，以滿足用戶要求方面還存在一些問題。今后的變頻器應解決電磁環(huán)境的課題，使變頻器不對外圍設備造成不利影響。

PWM 變頻器需要解決的研究課題有：

(1)由電源高次諧波，共模式(Common-mode)電流，傳導與放射噪音導致的周邊機器的誤動作;

(2)由電動機浪涌電壓導致的電機絕緣劣化;

(3)由軸電流導致的電動機軸承損壞等。

電源高次諧波產生的原因是：電容輸入型整流回路的輸入電流為脈沖電流，結果在電源側就形成了含大量高次諧波成分的電流。共模式電流是因產生的共模式電壓通過電動機的電纜及寄生電容而流過的電流，這也是傳導噪音的形成主因。

電動機的浪涌電壓則是：變頻器和電動機因連結電纜分布電路所產生電壓波形的共振。電動機端子上會出現(xiàn)尖峰信號，其峰值電壓將引起電動機線卷的局部放電。

起因于PWM變頻器的軸承損壞原因是：在加有軸電壓的電動機軸承上，因電氣放電形成的軸電流而導致?lián)p壞。這一軸電壓是由變頻器輸出的共模電壓，經電動機各部的雜散電容分壓出來的，軸電流的大小則取決于軸電壓的高低或開關器件

dv/dt的大小。

為了解決這些課題，如圖12 所示開發(fā)了濾波器電路。這是與矩陣式變換器組合的例子，也可以與變頻器組合。濾波器回路包括：配置于矩陣變換器輸出的標準模塊濾波器和共模式濾波器，以及配置于輸入側的EMI(電磁干擾)濾波器。其中，標準模塊濾波器能將輸出的PWM(脈寬調制)波形變成正弦波，解決了微浪涌的問題。而共模式濾波器能抑制輸出的共模成分，故能減小高頻的泄漏電流。由于軸電流的減小則可避免軸承的損壞。同時，因為共模式濾波器能抑制輸出共模成分，輸入側EMI 濾波器可大幅度減小尺寸(小型化)，EMI濾波器旨在減小端子電壓降低噪音;而且，EMI 濾波器的接地電容能達到極小化。一方面降低了發(fā)生觸電事故危險的基波泄漏電流，一方面能清除端子雜音電壓的超標值。圖12為與原來PWM的波形對比，利用現(xiàn)在開發(fā)的濾波器能成功解決上述的諸項研究課題的矩陣式變換器。