討論了幾種常用的串聯(lián)諧振單相全橋逆變器的功率和頻率控制方法，比較了各種方法的優(yōu)缺點，同時對脈寬加頻率調(diào)制的方法進行了較深入的討論。

引言

隨著可自關(guān)斷電力電子器件的發(fā)展，串聯(lián)諧振逆變電路獲得越來越多的應(yīng)用，各種適合于串聯(lián)諧振逆變電路的控制方法不斷出現(xiàn)。本文對常用的調(diào)幅控制、脈沖頻率調(diào)制、脈沖密度調(diào)制以及諧振脈沖寬度調(diào)制等控制方法進行了討論和比較。特別對脈寬加頻率調(diào)制的控制方法進行了較詳細的分析。

串聯(lián)諧振逆變器基本結(jié)構(gòu)

串聯(lián)諧振逆變器的基本原理圖包括直流電壓源，和由開關(guān)S1～S4組成的逆變橋及由R、L、C組成的串聯(lián)諧振負載。其中開關(guān)S1～S4可選用IGBT、SIT、MOSFET、SITH等具有自關(guān)斷能力的電力半導體器件。逆變器為單相全橋電路，其控制方法是同一橋臂的兩個開關(guān)管的驅(qū)動信號是互補的，斜對角的兩個開關(guān)是同時開通與關(guān)斷的。

串聯(lián)諧振逆變器的控制方法

1、調(diào)幅控制（PAM）方法

調(diào)幅控制方法是通過調(diào)節(jié)直流電壓源輸出（逆變器輸入）電壓Ud（可以用移相調(diào)壓電路，也可以用斬波調(diào)壓電路加電感和電容組成的濾波電路，來實現(xiàn)調(diào)節(jié)輸出功率的目的。即逆變器的輸出功率通過輸入電壓調(diào)節(jié)，由鎖相環(huán)（PLL）完成電流和電壓之間的相位控制，以保證較大的功率因數(shù)輸出。

這種方法的優(yōu)點是控制簡單易行，缺點是電路結(jié)構(gòu)復雜，體積較大。

2、脈沖頻率調(diào)制（PFM）方法

脈沖頻率調(diào)制方法是通過改變逆變器的工作頻率，從而改變負載輸出阻抗以達到調(diào)節(jié)輸出功率的目的。

圖2PDM控制原理圖

圖3諧振脈沖寬度調(diào)制

圖3、圖4及圖5中為避免橋臂直通，S1、S4及S2、S3管應(yīng)遵循先關(guān)斷后開通的原則，S1、S4及S2、S3門極觸發(fā)脈沖應(yīng)有死區(qū)時間。因本文重點討論控制方法，故圖中沒有畫出。

從串聯(lián)諧振負載的阻抗特性可知，串聯(lián)諧振負載的阻抗隨著逆變器的工作頻率（f）的變化而變化。對于一個恒定的輸出電壓，當工作頻率與負載諧振頻率偏差越大時，輸出阻抗就越高，因此輸出功率就越小，反之亦然。脈沖頻率調(diào)制方法的主要缺點是工作頻率在功率調(diào)節(jié)過程中不斷變化，導致集膚深度也隨之而改變，在某些應(yīng)用場合如表面淬火等，集膚深度的變化對熱處理效果會產(chǎn)生較大的影響，這在要求嚴格的應(yīng)用場合中是不允許的。但是由于脈沖頻率調(diào)制方法實現(xiàn)起來非常簡單，故在以下情況中可以考慮使用它：

1）如果負載對工作頻率范圍沒有嚴格限制，這時頻率必須跟蹤，但相位差可以存在而不處于諧振工作狀態(tài)。

2）如果負載的Q值較高，或者功率調(diào)節(jié)范圍不是很大，則較小的頻率偏差就可以達到調(diào)功的要求。

3、脈沖密度調(diào)制（PDM）方法

脈沖密度調(diào)制方法就是通過控制脈沖密度，實際上就是控制向負載饋送能量的時間來控制輸出功率。其控制原理如圖2所示。

這種控制方法的基本思路是：假設(shè)總共有N個調(diào)功單位，在其中M個調(diào)功單位里逆變器向負載輸出功率；而剩下的N-M個單位內(nèi)逆變器停止工作，負載能量以自然振蕩形式逐漸衰減。輸出的脈沖密度為M/N，這樣輸出功率就跟脈沖密度聯(lián)系起來了。因此通過改變脈沖密度就可改變輸出功率。

脈沖密度調(diào)制方法的主要優(yōu)點是：輸出頻率基本不變，開關(guān)損耗相對較小，易于實現(xiàn)數(shù)字化控制，比較適合于開環(huán)工作場合。

脈沖密度調(diào)制方法的主要缺點是：逆變器輸出功率的頻率不完全等于負載的自然諧振頻率，在需要功率閉環(huán)的場合中，工作穩(wěn)定性較差。由于每次從自然衰減振蕩狀態(tài)恢復到輸出功率狀態(tài)時要重新鎖定工作頻率，這時系統(tǒng)可能會失控。因此在功率閉環(huán)或者溫度閉環(huán)的場合，工作的穩(wěn)定性不好。其另一個缺點就是功率調(diào)節(jié)特性不理想，呈有級調(diào)功方式。

4、諧振脈沖寬度調(diào)制（PWM）方法

在圖3中，諧振脈沖寬度調(diào)制是通過改變兩對開關(guān)管的驅(qū)動信號之間的相位差來改變輸出電壓值以達到調(diào)節(jié)功率的目的。即在控制電路中使原來同相的兩個橋臂開關(guān)（S1，S2）、（S3，S4）的驅(qū)動信號之間錯開一個相位角，使得輸出的正負交替電壓之間插入一個零電壓值，這樣只要改變相位角就可以改變輸出電壓的有效值，最終達到調(diào)節(jié)輸出功率的目的。

這種控制方法的優(yōu)點是電源始終工作在諧振狀態(tài)，功率因數(shù)高。但存在反并聯(lián)二極管的反向恢復問題、小負載問題、軟開關(guān)實現(xiàn)問題。

脈寬加頻率調(diào)制方法

針對上述控制方法的優(yōu)缺點，一些復合型控制方法的研究日益引起重視，脈寬加頻率調(diào)制方法就是一種較好的控制方法。

在一般的逆變器中，常用的移相PWM方法的工作頻率是固定的，不需考慮負載在不同工作頻率下的特性。而在串聯(lián)諧振感應(yīng)加熱電源中使用移相PWM方法時，則要求其工作頻率必須始終跟蹤負載的諧振頻率，通常使某一橋臂的驅(qū)動脈沖信號與輸出電流的相位保持一致，而另外一個橋臂的驅(qū)動脈沖信號與輸出電流的相位則可以調(diào)節(jié)。圖4和圖5中，S1和S4驅(qū)動信號互補，S2和S3驅(qū)動脈沖信號互補，S1驅(qū)動信號相位與負載電流的相位保持相同，而S3的驅(qū)動脈沖與S1的驅(qū)動脈沖信號之間的相位差β在0°～180°范圍內(nèi)可調(diào)，調(diào)節(jié)β就可以調(diào)節(jié)輸出電壓的占空比，即調(diào)節(jié)輸出功率。

根據(jù)輸出電壓和輸出電流的不同相位關(guān)系，有2種PWM調(diào)節(jié)方式：升頻式PWM和降頻式PWM.

圖4升頻式PWM

圖5降頻式PWM

1、升頻式

在圖4中，為保證滯后臂（S1，S4）觸發(fā)信號前沿同電流信號同相，角頻率須根據(jù)移相角β的大小改變。即在通過調(diào)節(jié)移相角β調(diào)節(jié)功率的同時改變頻率f.在β調(diào)節(jié)過程中，在增大輸出脈沖寬度的同時，將引起輸出電壓相對于輸出電流的相位不斷減小并滯后于輸出電流，這說明輸出頻率也在不斷升高，因此稱這種調(diào)制方式為升頻式PWM.這時S1、S4管各導通180°，已經(jīng)實現(xiàn)ZCS.超前臂S2，S3在大電流下開通，D2，D3在大電流下關(guān)斷因而有反向恢服。通過在S2、S3臂上串聯(lián)電感也可實現(xiàn)ZCS.，這種方法適用于有關(guān)斷尾部電流、關(guān)斷損耗占主導的雙極型器件，如IGBT，SIT，MCT等。同時應(yīng)注意電路布局減小分布電感，以減小二極管反向恢復帶來的電壓尖峰。

輸出功率為P=cos4

2、降頻式

在圖5中，調(diào)節(jié)β在增大輸出脈沖寬度的同時，將引起輸出電壓相對于輸出電流的相位不斷減小，使相位差減小，這說明輸出頻率在不斷降低，因此稱這種方式為降頻式PWM.

在這種方式下，二極管D2，D3均自然過零關(guān)斷，D1，D4不導通，沒有二極管反向恢復所帶來的問題。S1、S4在零電流下開關(guān)（ZCS），S2、S3在大電流下關(guān)斷。通過在S2、S3上并聯(lián)電容即可實現(xiàn)ZVS.這種方法適和高頻電源和內(nèi)建反并聯(lián)二極管反向恢復問題比較嚴重的器件，如MOSFET等?？杀苊舛O管反向恢復所帶來的電流尖峰和器件的損耗增加。

為保證超前臂觸發(fā)信號前沿同電流信號同相，角頻率為ω0=

輸出功率為P=cos4

由以上分析可知，無論是升頻式PWM，還是降頻式PWM，兩者有一個共同的特點，即在調(diào)節(jié)輸出電壓脈寬的同時，也改變了負載的工作頻率。故稱之為脈寬加頻率調(diào)制方法。

結(jié)語

本文較詳細地討論了常用的串聯(lián)諧振單相全橋逆變器的功率和頻率控制方法，以及各種方法的優(yōu)缺點，同時對脈寬加頻率調(diào)制的方法進行了較深入的討論，設(shè)計者可以根據(jù)負載的不同要求及不同的應(yīng)用場合采用不同的控制方法。