1 摘要

決定拓撲選擇的一個重要因素是輸入電壓和輸出/輸入比。圖 1 示出了常用隔離的拓撲相對適用 的電壓范圍。拓撲選擇還與輸出功率，輸出電壓路數(shù)，輸出電壓調(diào)節(jié)范圍等有關(guān)。一般情況下，對于 給定場合你可以應(yīng)用多種拓撲，不可能說某種拓撲對某種應(yīng)用是絕對地適用，因為產(chǎn)品設(shè)計還有設(shè)計 者對某種拓撲的經(jīng)驗、元器件是否容易得到、成本要求、對技術(shù)人員要求、調(diào)試設(shè)備和人員素質(zhì)、生 產(chǎn)工藝設(shè)備、批量、軍品還是民品等等因素有關(guān)。因此要選擇最好的拓撲，必須熟悉每種拓撲的長處 和短處以及拓撲的應(yīng)用領(lǐng)域。如果隨便選擇一個拓撲，可能一開始就宣布新電源設(shè)計的失敗。

圖 1 各種隔離拓撲應(yīng)用電壓范

2 輸入和輸出

如果輸出與輸入共地，則可以采用非隔離的 Buck，Boost 共地變換器。這些電路結(jié)構(gòu)簡單，元器 件少。如果輸入電壓很高，從安全考慮，一般輸出 需要與輸入隔離。

在選擇拓撲之前，你首先應(yīng)當知道輸入電壓變 化范圍內(nèi)，輸出電壓是高于還是低于輸入電壓?例 如，Buck 變換器僅可用于輸出電壓低于輸入電壓的 場合，所以，輸出電壓應(yīng)當在任何時候都應(yīng)當?shù)陀?輸入電壓。如果你要求輸入 24V，輸出 15V，就可以采用 Buck 拓撲;但是輸入 24V 是從 8V～ 80V，你就不能使用 Buck 變換器，因為 Buck 變換器不能將 8V 變換成 15V。如 果輸出電壓始終高于輸入電壓，就得采用 Boost拓撲

如果輸出電壓與輸入電壓比太大(或太小)是有限制的，例如輸入 400V，要求輸出 48V 還是采 用 Buck 變換器，則電壓比太大，雖然輸出電壓始終低于輸入電壓，但這樣大的電壓比，盡管沒有超 出控制芯片的最小占空比范圍，但是，限制了開關(guān)頻率。而且功率器件峰值電流大，功率器件選擇困 難。如果采用具有隔離的拓撲，可以通過匝比調(diào)節(jié)合適的占空比。達到較好的性能價格比。

3 開關(guān)頻率和占空比的實際限制

3.1 開關(guān)頻率

在設(shè)計變換器時，首先要選擇開關(guān)頻率。提高頻率的主要目的是減少電源的體積和重量。而占電 源體積和重量最大的是磁性元件?，F(xiàn)代開關(guān)電源中磁性元器件占開關(guān)電源的體積(20%～30%)，重 量(30%～40%)，損耗 20%～30%。根據(jù)電磁感應(yīng)定律有

式中 U-變壓器施加的電壓;N-線圈匝數(shù);A-磁芯截面積;ΔB-磁通密度變化量;f-變壓器工作 頻率。

在頻率較低時，ΔB 受磁性材料飽和限制。由上式可見，當 U 一定時，要使得磁芯體積減少，匝 數(shù)和磁芯截面積乘積與頻率成反比，提高頻率是減少電源體積的主要措施。這是開關(guān)電源出現(xiàn)以來無 數(shù)科技工作者主要研究課題。

但是能否無限制提高開關(guān)電源頻率?非也。主要有兩個限制因素：第一是磁性材料的損耗。高頻 時一般采用鐵氧體，其單位體積損耗表示為

式中 η -不同材料的系數(shù);f-工作頻率;Bm-工作磁感應(yīng)幅值。 α 和 β 分別為大于 1 的頻率和磁感應(yīng) 損耗指數(shù)。一般α=1.2～1.7;β=2～2.7。頻率提高損耗加大，為減少損耗，高頻時，降低磁感應(yīng)Bm 使得損耗不太大，違背了減少體積的目的。否則損耗太大， 效率降低。再者，磁芯處理功率越大，體積越大散熱條件越 差，大功率磁芯也限制開關(guān)頻率。

圖 2Buck變換器功率管電流、電壓波形

其次，功率器件開關(guān)損耗限制。以 Buck 變換器為例來 說明開關(guān)損耗。圖 2 是典型的電流連續(xù) Buck 變換器功率 管電流電壓波形圖。可以看到，晶體管開通時，集電極電流 上升到最大值時集電極電壓才開始下降。關(guān)斷時，集電極電 壓首先上升到最大值集電極電流才開始下降。假定電壓、電 流上升和下降都是線性的?？梢缘玫介_關(guān)損耗為

式中tr=tri+trv —開通時電流上升時間與電壓下降時間之和; td=tdi+tdv —關(guān)斷時電壓上升時間與 電流下降時間之和。一般 tr+td< T/20。假定 tr=td=ts—開關(guān)時間。則

如果電流斷續(xù)，只有關(guān)斷損耗，開關(guān)損耗為

可見，開關(guān)損耗與頻率、開關(guān)時間成正比。斷續(xù)似乎比連續(xù)開關(guān)損耗少一半，但應(yīng)當注意，在同 樣輸出功率時，功率管電流至少是電流連續(xù)時的一倍，除了器件電流定額加大，成本增加外，導通壓 降損耗也增加。濾波電感磁芯工作在正激變壓器狀態(tài)，磁芯和線圈高頻損耗也將大大增加。雖然，通 過軟開關(guān)技術(shù)可以減少開關(guān)損耗，但請注意，軟開關(guān)總是利用 LC 諧振，諧振電流(或電壓)很大，諧 振電流通過晶體管、電感 L 和電容 C，這些元器件也是有損耗的。有時只提高效率 1～2%，但電路復 雜，元件數(shù)增多，成本增加，有時甚至得不償失。目前用 MOSFET 開關(guān)的電源，功率在 5kW 以下，工作 頻率一般在 200kHz 以下。BJT 最高達 50kHz 。3kW 以上采用 IGBT 的最高 30kHz。用 MOSFET 與 IGBT (BJT)組合管最高也不超過 100kHz。變換功率幾十瓦，當然工作頻率可以提高。

此外，變換功率越大，電流電壓越大，如果大功率管與小功率管相同的電流上升和下降速率，大 功率管需要更長的開關(guān)時間。何況大功率器件芯片面積大，為避免電流集中降低開關(guān)時電流升降速率 也增加了開關(guān)時間?？梢?，變換功率越大，允許開關(guān)頻率越低。

如果你聽說他的開關(guān)電源工作頻率可達幾個 MHz，你得問問他的變換功率有多大?

3.2 占空度

開關(guān)變換器的變換比(輸出電壓與輸入電壓比)太大或太小是有限制的。首先，變換器占空比 (開關(guān)導通時間與開關(guān)周期之比)受控制芯片最大和最小值的限制。在有些拓撲中，占空比不能大于0.5?？傊ㄓ?PWM控制 IC芯片通常不保證占空比能大于 0.85;有些芯片在合理的工作頻率下，也 不保證占空比在 0.05以下能以較小的損耗快速驅(qū)動 MOSFET的柵極。

例如，開關(guān)頻率為 250kHz，周期為 4μs，如果占空比是 0.1，MOSFET 的導通時間僅為 0.4μs，要 是 MOSFET 的開通時間為 0.1μs，關(guān)斷時間也為 0.1μs，幾乎大部分導通時間被過渡時間“吃”掉了， 損耗加大。這就為什么變換功率越高，工作頻率越低的原因之一。

不管控制 IC和高電流柵極驅(qū)動等等，只要不將占空比設(shè)計在最小 0.1和最大 0.8(對于 0.5限制度 變換器為 0.45)之外，那就不必擔心。

如果采用的拓撲有變壓器，變比可以調(diào)節(jié)占空度。但變比也有限制。如果變比太大或太小，初級 與次級導線尺寸相差太大，線圈繞制發(fā)生困難。一般初級與次級匝比最大為 10:1,最小為 1:10。要是你 需要由很低的電壓獲得高壓，你是否考慮采用兩級變換器或次級采取倍壓電路提升電壓。

4 幾個輸出?

緊接占空比的問題是多少輸出。例如，如果不是 1 個輸出，Buck 是不適合的。在有些情況下，可以加后續(xù)調(diào)節(jié)器得到另一個電壓，實際的例子是用 Buck 變換器產(chǎn)生 5V 輸出，再由線性調(diào)節(jié)器(或另 一個開關(guān))從 5V輸入產(chǎn)生一個 3.3V輸出。但相關(guān)的瞬態(tài)、噪聲、損耗應(yīng)滿足要求。

最壞的情況下，設(shè)計多個獨立的變換器，而不是采用復雜的許多線圈的磁元件。在開始設(shè)計之 前，你得考慮考慮，要是采用多輸出變換器，或許節(jié)省了幾塊錢的控制 IC，但可能花幾十塊錢做那個 復雜的多線圈磁元件。在設(shè)計之前，首先應(yīng)權(quán)衡磁元件、電路元件及附加成本，不要就事論事。

5 隔離

在設(shè)計前預(yù)先要知道次級與初級是否需要隔離。如輸入由電網(wǎng)或高壓供電，作為商品有安全規(guī)范 (以及 EMI 問題)需要隔離的要求。典型的例子是輸入與輸出有 500V 交流耐壓要求。你知道安全要 求后，有些拓撲，像沒有隔離的 Buck,Boost等等將排除在外。

6 EMI

在設(shè)計開始時就要想到 EMI 問題，不要等到設(shè)計好了再考慮 EMI。有些拓撲可能有許多成功地避 免 EMI 問題。如果是不隔離的系統(tǒng)，因為在系統(tǒng)中不涉及到第三根導線，如單獨用電池供電，就沒有 共模噪聲，這使你濾波變得容易。

此外，某些拓撲就是比其他拓撲具有更多的噪聲。區(qū)別在于某些拓撲在每個周期的部分時間與輸 入斷開，引起輸入電流的中斷。如果輸入電流連續(xù)，就沒有陡峭的上升和下降沿，電流不會為零，就 容易濾波。

Buck 變換器就是輸入電流斷續(xù)的一個例子，因為當開關(guān)打開時，輸入電流為零。Boost 變換器的 電感始終接在輸入回路中，但輸入電流是否連續(xù)取決于 Boost是否工作在斷續(xù)還是連續(xù)。

筆者建議大功率電源最好不要采用輸入電流斷續(xù)的拓撲，因為那些拓撲通常需要很花錢的磁元 件。

7 BJT，MOSFET 還是 IGBT?

拓撲選擇與所能用的功率器件有關(guān)。就目前可以買到的功率器件有雙極型(BJT)功率管， MOSFET 和 IGBT。雙極型管的電壓定額可超過 1.5kV，常用 1kV 以下，電流從幾 mA 到數(shù)百 A; MOSFET 在 1kV 以下，常用 500V 以下,電流數(shù) A 到數(shù)百 A;IGBT 電壓定額在 500V 以上，可達數(shù) kV，電流數(shù)十 A到數(shù) kA。

不同的器件具有不同的驅(qū)動要求：雙極型晶體管是電流驅(qū)動，大功率高壓管的電流增益低，常用 于單開關(guān)拓撲。在低功率到中等功率范圍，除了特別的理由以外，90%選擇 MOSFET。

理由之一是成本。如果產(chǎn)品產(chǎn)量大，雙極性管仍然比 MOSFET 便宜。但是使用雙極型功率管就意 味著開關(guān)頻率比 MOSFET低，因此磁元件體積比較大。這樣是否還合算?你得仔細研究研究成本。

高輸入電壓(380V)時，或推挽拓撲加上瞬態(tài)電壓要求雙倍以上電壓，選擇功率管你可能感到為 難，如果采用雙極型管，你可以買到 1500V雙極型管，而目前能買到 MOSFET最大電壓為 1000V，導 通電阻比 BJT 大。當然，你可能考慮用 IGBT，遺憾的是 IGBT 驅(qū)動雖然像 MOSFET，而它的開關(guān)速 度與雙極型管相似，有嚴重的拖尾問題。

可見，低壓(500V)以下，基本上是 MOSFET 天下，小功率(數(shù)百瓦)開關(guān)頻率數(shù)百 kHz。 IGBT 定額一般在 500V 以上，電流數(shù)十 A 以上，主要應(yīng)用于調(diào)速，基本上代替高壓達林頓雙極型管。 工作頻率最高可達 30kHz，通常在 20kHz左右。因為導通壓降大，不用于 100V以下。

圖 3. 提高功率開關(guān)頻率

(a) IGBT與 MOSFET并聯(lián) (b) BJT與 MOSFET串聯(lián)

為了提高IGBT或BJT的開關(guān)速度，也可將MOSFET與 BJT或IGBT組合成復合管。圖 3(b)中U(BR)CBO/70A的BJT 與 50V/60A的MOSFET串聯(lián)，用于三相 380V整流電感濾 波輸入(510V)雙端正激 3kW通信電源中。導通時首先 驅(qū)動功率MOSFET，這時BJT工作在共基極組態(tài)，發(fā)射極 輸入電流，或因MOSFET導通漏極電壓下降，BJT發(fā)射結(jié) 正偏，產(chǎn)生基極電流，導致集電極電流，通過比例驅(qū)動電 路形成正反饋，使得BJT飽和導通。當關(guān)斷時，首先關(guān)斷 MOSFET，發(fā)射結(jié)反偏，使得BJT迅速關(guān)斷。共基極頻率 特性是共射極的β倍。提高了關(guān)斷速度。低壓MOSFET導 通電阻只有mΩ數(shù)量級，導通損耗很小。實際電路工作頻 率為 50kHz。

MOSFET 與 IGBT 并聯(lián)也是利用 MOSFET 的開關(guān)特性。要達到這一目的，應(yīng)當這樣設(shè)計 MOSFET 和 IGBT 的驅(qū)動：開通時，PWM 信號可同時或首先驅(qū)動 MOSFET 導通，后導通 IGBT。 IGBT 零電壓導通。關(guān)斷時，先關(guān)斷 IGBT，IGBT 是零電壓關(guān)斷;在經(jīng)過一定延遲關(guān)斷 MOSFET。 MOSFET 承擔開關(guān)損耗;在導通期間，高壓 MOSFET 導通壓降大于 IGBT，大部分電流流過 IGBT， 讓 IGBT承擔導通損耗。這種組合實際例子工作頻率 50kHz，3kW半橋拓撲。

8 連續(xù)還是斷續(xù)

電感(包括反激變壓器)電流(安匝)連續(xù)還是斷續(xù)：在斷續(xù)模式的變換器中，電感電流在周期的 某些時刻電流為零。電流(安匝)連續(xù)是要有足夠的電感量維持最小負載電流ILmin(包括假負載)， 在周期的任何時刻電感都應(yīng)當有電流流通。即

其中T-開關(guān)周期;D=Ton/T-占空比;Ton-晶體管導通時間。我們假定整流器的正向壓降與輸出電 壓相比很小。要是最小負載電流為零，你必須進入斷續(xù)模式。

在實際電源設(shè)計時，一般電源有空載要求，又不允許電感體積太大，在輕載時肯定斷續(xù)，在這種 情況下，有時設(shè)置假負載，并當負載電流超過使假負載斷開，否則可能引起閉環(huán)控制的穩(wěn)定性問題， 應(yīng)當仔細設(shè)計反饋補償網(wǎng)絡(luò)。

同步整流是一個例外。變換器應(yīng)用同步整流總是連續(xù)模式，沒有最小電感要求。

9 同步整流

在現(xiàn)今許多低輸出電壓應(yīng)用場合，變換器效率比成本更(幾乎)重要。從用戶觀點來說，比較貴 的但高效率的變換器實際上是便宜的。如果一臺計算機電源效率低，真正計算時間常常很少，而待機 時間很長，將花費更多的電費。

如果效率很重要，就要考慮采用同步整流技術(shù)。即輸出整流采用 MOSFET。當今可買到許多 IC 驅(qū)動芯片既能驅(qū)動場效應(yīng)管，也能很好驅(qū)動同步整流器。

采用同步整流的另一個理由是它將電流斷續(xù)模式工作的變換器轉(zhuǎn)變?yōu)殡娏鬟B續(xù)工作模式。這是因 為即使沒有負載，電流可以在兩個方向流通(因為 MOSFET 可以在兩個方向?qū)?。運用同步整流， 解除了你對模式改變的擔心(模式改變可能引起變換器的不穩(wěn)定)和保證連續(xù)的最小電感要求。

圖 4 (a) 二極管整流變換器和(b)同步整流變換器

同步整流一個問題這里值得提一下。主開關(guān)管在同步整流導通前關(guān)斷，反之亦然。 如果忽略了這樣處理，將產(chǎn)生穿通現(xiàn)象，即 輸入(或輸出)電壓將直接對地短路，而造 成很高的損耗和可能導致失效。在兩個 MOSFET 關(guān)斷時間，電感電流還在流。通 常，MOSFET 體二極管不應(yīng)當流過電流，因 為這個二極管恢復時間很長。如假定 MOSFET 截止時體二極管流過電流，當體二 極管恢復時，它在反向恢復起短路作用，所 以一旦輸入(或輸出)到地通路，發(fā)生穿 通，就可能導致變換器失效，如圖 4(b)所示。解決這個問題可用一個肖特基二極管與 MOSFET 的體二極管并聯(lián)，讓它在場效應(yīng)管截止時流過 電流。(因為肖特基的正向壓降比體二極管低，肖特基幾乎流過全部電流，體二極管的反向恢復時間 與關(guān)斷前正向電流有關(guān)，所以這時可以忽略)

10 電壓型與電流型控制

開關(guān)電源設(shè)計要預(yù)先考慮是采用電壓型還是電流型控制，這是一個控制問題。幾乎每個拓撲都可 以采用兩者之一。電流型控制可以逐個周期限制電流，過流保護也變得容易實現(xiàn)。同時對推挽或全橋 變換器可以克服輸出變壓器的磁偏。但如果電流很大，電流型需要檢測電阻(損耗很大功率)或互感 器(花費很多錢)檢測電流，就可能影響你的選擇。不過這樣過流保護檢測倒是順水推舟了。但是， 如果你把電流控制型用于半橋變換器，有可能造成分壓電容電壓不平衡。所以對于大功率輸出，應(yīng)當 考慮選擇那一種更好。

11 結(jié)論

最好你在設(shè)計一個電源之前，應(yīng)當預(yù)先知道你的電源工作的系統(tǒng)。詳細了解此系統(tǒng)對電源的要求 和限制。對系統(tǒng)透徹地了解，可大大降低成本和減少設(shè)計時間。

實際操作時，你可以從變換器要求的規(guī)范列一個表，并逐條考慮。你將發(fā)現(xiàn)根據(jù)這些規(guī)范限制你 可以選擇的拓撲僅是一個到兩個，而且根據(jù)成本和尺寸拓撲選擇很容易。一般情況下，可根據(jù)以上各 種考慮選擇拓撲：

1.升壓還是降壓：輸出電壓總是高于還是低于輸入電壓?如果不是，你就不能采用 Buck 或 Buck/Boost.

2. 占空度：輸出電壓與輸入電壓比大于 5 嗎?如果是，你可能需要一個變壓器。計算占空度保證它 不要太大和太小。

3. 需要多少組輸出電壓?如果大于 1,除非增加后續(xù)調(diào)節(jié)器，一般需要一個變壓器。如果輸出組別太 多，建議最好采用幾個變換器。

4. 是否需要隔離?多少電壓?隔離需要變壓器。

5. EMI 要求是什么?如果要求嚴格，建議不要采用像 Buck 一類輸入電流斷續(xù)的拓撲，而選擇電流連 續(xù)工作模式。

6. 成本是極其重要嗎?小功率高壓可以選擇 BJT。如果輸入電壓高于 500V，可考慮選擇 IGBT。反 之，采用 MOSFET。

7. 是否要求電源空載?如果要求，選擇斷續(xù)模式，除非采用問題 8。也可加假負載。

8. 能采用同步整流?這可使得變換器電流連續(xù)，而與負載無關(guān)。

9. 輸出電流是否很大?如果是，應(yīng)采用電壓型，而不是電流型