“波束成型”CWD接收信號是由固態(tài)組織反射的強信號(通常稱其為雜波)以及流動的血液反射回來的較弱的多普勒信號。每個相控陣接收通道輸入端的典型雜波可能高達(dá)100mVp-p，而接收機RTI的噪底只有1至2nV/。為了優(yōu)化接收性能，需要每通道的SNR達(dá)到155dBc/。

　　對于一個64通道的CWD接收機，考慮到求和增益，求和后的“波束成型”信號需要額外的18dB動態(tài)范圍，整體信噪比SNR的要求會達(dá)到173dBc/！更加困難的是，感興趣的低速多普勒信號的頻率會在1kHz以內(nèi)或低于雜波信號。由此可見超聲檢測設(shè)備面臨巨大的設(shè)計挑戰(zhàn)。目前，超聲系統(tǒng)大多采用模擬延時線接收器實現(xiàn)CWD信號檢測(圖1)，來自超聲接收單元的輸入信號經(jīng)過緩沖、放大，低噪聲放大器提供大約20dB的增益。LNA輸出被轉(zhuǎn)換成電流信號，隨后通過交叉開關(guān)和模擬延時線進行波束成型。這種架構(gòu)很容易集成，因為他所需要的電壓-電流轉(zhuǎn)換器、模擬開關(guān)、無源延時線以及單路I/Q混頻器很容易集成。通過配置交叉開關(guān)求和，通過適當(dāng)?shù)难訒r線抽頭切換信號，達(dá)到每個接收器的延時要求。

　　波束成型后的RF CWD信號混頻后得到基帶I、Q信號，這兩路信號經(jīng)過帶通濾波后進行數(shù)字轉(zhuǎn)換。RF至基帶的混頻處理通常是接收鏈路保證SNR的瓶頸，這個處理過程對CWD的性能影響較大，對于64通道設(shè)計示例，I、Q RF混頻器需要在處理波束成型信號時具有173dBc/ (1kHz頻偏)的動態(tài)范圍。能夠達(dá)到這一指標(biāo)的混頻器很難實現(xiàn)，此外，本振驅(qū)動信號還必須保持極低的抖動。遺憾的是很難從市場上獲得能夠達(dá)到這樣指標(biāo)的邏輯器件—雖然CWD延時線能夠滿足結(jié)構(gòu)緊湊的超聲系統(tǒng)的最低要求，因此，上述性能的局限性是亟待解決的問題。

　　為了獲得更高性能，在CWD系統(tǒng)中引入一個CWD混頻器/波束成型器，簡化框圖如圖2所示。該架構(gòu)中，每個通道都具有一個I/Q混頻器，在基帶端(而非RF端)進行波束成型求和；每路I/Q混頻器的LO相位可以調(diào)節(jié)在N (N = 8至16相)個相位中的一種。LO相位的變化將改變接收信號的相位，達(dá)到波束成型的目的。

　　由于混頻器的實現(xiàn)基于每個通道，對每個通道混頻器的要求可以降低到155dBc/Hz (1kHz頻偏)。這一指標(biāo)雖然苛刻，但利用雙極型混頻器和標(biāo)準(zhǔn)邏輯器件可以實現(xiàn)?；祛l器輸出為電流，而且在基帶進行無源求和，可以滿足CWD波束成型的SNR要求。

圖2  低功耗LNA和CWD混頻器/波束成型電路能夠簡化CWD接收機設(shè)計，獲得高性能

　　過去，由于缺乏適當(dāng)?shù)募晒に嚕茈y實現(xiàn)高性能的波束成型架構(gòu)。但目前這一問題已經(jīng)得到解決，完全集成的8通道VGA和8通道CWD I/Q混頻器以及配套的可編程LO驅(qū)動器已經(jīng)開始供貨，圖3所示給出了這類器件MAX2038接收鏈路的示圖。采用這種架構(gòu)可以使超聲系統(tǒng)達(dá)到優(yōu)異的CWD性能，不存在上述延時線CWD架構(gòu)的局限性。

　　構(gòu)建CWD接收器的另外一個潛在問題是LNA放大器的SNR指標(biāo)，為了降低功耗、減小尺寸，許多超聲設(shè)計人員選擇了CMOS LNA，這樣的器件可能適合某些能夠控制CWD性能的應(yīng)用。利用幾何尺寸低于0.35μm的CMOS工藝制作放大器時，1/f噪聲很大。這種噪聲會引起LNA增益的低頻調(diào)制。較強的RF CWD雜波通過這種LNA時將產(chǎn)生較大的低頻調(diào)制噪聲，從而降低SNR指標(biāo)和CWD檢測靈敏度。因此，為了滿足高性能的應(yīng)用需求，應(yīng)選擇類似于MAX2034 4通道超聲LNA的雙極型低噪聲放大器。