引言

　　被動型銣原子頻標(biāo)中，綜合器模塊完成以下功能：

　　(1) 量子系統(tǒng)作為一個鑒頻器，基態(tài)87Rb原子0-0躍遷的中心頻率為6834.××××MHz，其中尾數(shù)部分××××頻率由綜合器產(chǎn)生。

　　(2) 為了實現(xiàn)微波磁共振探測，需要在微波信號上加一個鍵控小調(diào)頻(調(diào)制頻率為幾十或上百赫茲)，這項功能亦由綜合器來完成。

　　(3) 此外，對量子鑒頻信號做同步鑒相時，需要提供同步鑒相參考信號且可移相，此項功能也由綜合器完成。

　　在綜合器的研發(fā)工作中，實際采用了一微處理器與AD9852配合使用，構(gòu)成綜合模塊。微處理器完成產(chǎn)生同步鑒相參考脈沖與79Hz鍵控調(diào)頻方波信號的功能，通過將微處理器產(chǎn)生的方波信號引入DDS的鍵控調(diào)頻引腳，由DDS產(chǎn)生5.3125MHz鍵控調(diào)頻信號，經(jīng)濾波后，送入后續(xù)混合電路環(huán)節(jié)中。
 

　　物理機制

　　在一臺實際的被動型銣原子頻標(biāo)中，由于各種因素的影響，原子譜線不可能是絕對對稱的，盡管壓控晶振的頻率輸出經(jīng)射頻倍頻、綜合、微波倍頻混頻后獲得的實際頻率可以精確等于譜線的峰值頻率，但由于實際譜線不對稱，經(jīng)過伺服環(huán)路對量子系統(tǒng)輸出鑒頻信號的處理后，輸出的糾偏電壓中就具有調(diào)頻頻率的基波分量，該基波分量是一個偽誤差電壓，會使壓控晶振頻率拉偏，如圖1所示。

　　圖1 量子系統(tǒng)鑒頻輸出示意圖

　　若方波調(diào)頻的深度保持不變，則這個頻移量也不變，但是由于傳統(tǒng)銣頻標(biāo)中采用了變?nèi)荻壒苷{(diào)制電路，變?nèi)荻壒苁菧孛粼h(huán)境溫度變化時，不可避免地將造成方波調(diào)頻深度發(fā)生變化。顯然，當(dāng)方波調(diào)頻的深度增加時，附加頻移量增加;當(dāng)方波調(diào)頻的深度減小時，附加頻移量減小。因此，銣頻標(biāo)中的譜線不對稱，將會通過調(diào)制電路給銣頻標(biāo)帶來溫度系數(shù)。故在設(shè)計時，將調(diào)制電路從變?nèi)荻O管調(diào)制方式改為DDS鍵控調(diào)頻調(diào)制方式。直接頻率合成

　　AD9852主要由參考頻率源、相位累加器、波形存儲器(正弦函數(shù)功能表)、數(shù)模轉(zhuǎn)換器及低通濾波器組成。參考頻率源為DDS提供工作時鐘頻率，DDS輸出的合成信號的頻率穩(wěn)定度在不考慮內(nèi)部諸如附加相位噪聲等環(huán)節(jié)的影響時，和參考頻率源是一樣的。

　　在頻率變換器件中，100Hz和1kHz處的相噪是比較關(guān)鍵的技術(shù)指標(biāo)，對用DDS做成的綜合器而言，它取決于DDS輸出信號的相噪、濾波環(huán)路的性能以及放大電路的附加相噪等，其后兩項是根據(jù)實際設(shè)計的濾波及放大電路決定的，對于第一項則取決于實際采用的芯片種類。圖2為一款DDS的輸出相噪圖。

　　圖2 DDS相噪對比圖

　　由圖2可見，采用內(nèi)部倍頻的方式在偏離1kHz、輸出5MHz時相噪為﹣140dBc/Hz;若直接采用300MHz的時鐘時，相噪的性能在偏離1kHz時為﹣142dBc/Hz。因此，為了提高DDS輸出信號的相噪性能，采用外部倍頻法是一個比較好的選擇，即把輸入時鐘信號在外部進行N倍頻后加到DDS上。

　　DDS在使用時，要通過微處理器或CPLD對其信號、數(shù)據(jù)進行管理控制來實現(xiàn)具體應(yīng)用中所需要的若干功能，圖3為我們選用的一款DDS芯片外圍電路示意圖。

　　其中，MCLK引腳接外部時鐘源，使DDS的IOUT引腳輸出端頻率信號的穩(wěn)定度與外部時鐘源一致。對于內(nèi)部沒有PLL倍頻環(huán)節(jié)的DDS芯片，通常MCLK端輸入時鐘源的頻率應(yīng)高于IOUT端輸出信號頻率的4倍。如輸出信號頻率為5.3125MHz，那么MCLK時鐘端的信號頻率應(yīng)該大于20MHz，以期望得到更好的相位噪聲，通過外部濾波電路后，可得到比較純凈的信號譜。FSELECT為鍵控調(diào)頻信號輸入端，也就是我們的調(diào)制方波79Hz信號輸入端，我們使用的DDS內(nèi)部有兩個頻率控制寄存器，通過編程的方式將預(yù)先設(shè)置好的頻率值F0、F1保存在寄存器中，當(dāng)FSELECT端有有方波信號輸入時(即電平上升沿或下降沿轉(zhuǎn)換)，DDS的IOUT端將會隨之分別從頻率控制寄存器中讀出F1或F0的值作為輸出，并且會保障頻率信號在切換時相位無變化。PSEL1、PSEL0為兩路信號頻率F1、F0的相位調(diào)節(jié)端，在應(yīng)用中，如果需要保持F1、F0在切換時的相位連續(xù)，需要在設(shè)計中直接將PSEL1、PSEL0接地。DDS與外界通訊的時序是通過引腳FSYNC、SCLK、SDATA來完成的，其串行通訊的時序如圖4所示。

　　當(dāng)FSYNC為高電平時，SCLK、SDATA引腳為高阻狀態(tài)。當(dāng)FSYNC為低電平時，DDS將處于通訊狀態(tài)。此時引腳SCLK有一下降沿的脈沖時，將使掛在數(shù)據(jù)總線SDATA上的DATA寫入DDS數(shù)據(jù)緩沖區(qū)，直至最終一個DATA寫入時，DDS將根據(jù)引腳FSELECT上的狀態(tài)選擇F1或F0作為IOUT端的輸出。

　　信號的產(chǎn)生

　　本文選用的DDS芯片內(nèi)部有2個32位頻率控制寄存器(F0、F1)，對照圖4的串行通訊時序，在SDATA端實際需要通信的DATA位就是32位。假設(shè)MCLK外部輸入時鐘頻率為20MHz，DDS的最小的頻率分辨率為：

　　IOUT輸出20MHz時(實際上是不可能的，或是輸出的信號譜將非常差)，對應(yīng)的32位頻率控制寄存器的值全為1;輸出5.3125MHz時，對應(yīng)數(shù)值為(5.3125MHz/20MHz)×232，將所得到的十進制值轉(zhuǎn)化為二進制對應(yīng)32位頻率控制寄存器的值。根據(jù)圖4的串行時序，通過微處理器將相應(yīng)的32位值寫入DDS緩沖區(qū)后，在IOUT引腳端將會產(chǎn)生5.3125MHz正弦波頻率信號的輸出。其峰峰值在50歐姆負(fù)載的情況下為1V左右，具體的峰谷、峰尖的電平可以通過引腳FSADJUST端的外接電阻值進行調(diào)節(jié)。

　　在具體的實際應(yīng)用中，對輸出的5.3125MHz正弦波信號，需要經(jīng)過濾波、整形、放大等處理后才能引入到其它電路環(huán)節(jié)中。在設(shè)計時，為得到比較純凈的信號譜，在IOUT端輸出后通?？紤]接一帶通濾波器或低通濾波器。

　　圖3 DDS外圍電路原理圖

　　圖4 DDS串行通訊時序示意圖DDS芯片的散熱

　　在實際應(yīng)用中DDS時鐘頻率比較高時，芯片會發(fā)燙，必須考慮DDS的散熱。在我們的工作中，采取了簡潔的方法實現(xiàn)了散熱片的良好散熱安裝，其方法是在焊接好DDS芯片的印制電路板上通過導(dǎo)熱膠及散熱片來散熱。

　　圖5 帶調(diào)制5.3125MHz信號測試譜

　　小結(jié)

　　直接數(shù)字合成(DDS)技術(shù)是近些年來出現(xiàn)的一種頻率合成方法，對于被動型銣原子頻標(biāo)中的綜合器部分，應(yīng)用全數(shù)字DDS芯片設(shè)計，具有體積小、價格低、頻率分辨率高、快速換頻、易于智能控制等突出特點。在傳統(tǒng)被動型銣頻標(biāo)中，要微調(diào)整機輸出的頻率，是通過調(diào)節(jié)C場的強度來達(dá)到目的，現(xiàn)在由于采用了DDS設(shè)計，對于綜合環(huán)節(jié)來說可以很方便地產(chǎn)生任一頻率的值，而且分辨率也很高，這就給整機頻率的調(diào)整提供了非常好的手段。