引言

一些傳感器信號調節(jié)器用于處理多個傳感元件的輸出。這種處理過程通常由多模態(tài)、混合信號調節(jié)器完成，它可以同時處理數(shù)個傳感元件的輸出。本文對這類傳感器信號調節(jié)器中抗混淆濾波器的工作情況進行詳細分析。

傳感器信號調節(jié)器基礎知識

傳感元件(變送器)將有用的物理信號轉換為電信號，例如：用于測量壓力的壓阻橋、用于檢測超聲波的壓電傳感器以及用于測量氣體濃度的電化單元等。傳感元件產(chǎn)生的電信號都很小，并且為非理想狀態(tài)，例如：溫度漂移和非線性傳輸函數(shù)等。

傳感器模擬前端(例如：德州儀器LMP91000)和傳感器信號調節(jié)器(例如：德州儀器PGA400/450)，用于把這些傳感元件所產(chǎn)生的小信號放大到可用水平。PGA400/450包含完整的信號調節(jié)電路，以及可刺激傳感元件、管理功率并與外部控制器連接的一些電路。另外，如PGA400等器件還能夠對這些傳感元件的非理想狀態(tài)進行校準。

多模態(tài)信號調節(jié)

通常，為了實現(xiàn)信號調節(jié)或者更高級別的監(jiān)控，我們需要對多個傳感元件的輸出進行測量。例如，處理某個典型壓阻橋的輸出，便要求同時對橋和溫度傳感器的輸出進行測量。同樣，處理熱電偶的輸出，要求同時對該熱電偶和測量連接器溫度的傳感器的輸出進行測量。測量連接器溫度的目的是完成冷接點補償。同一個信號調節(jié)器對多個傳感元件進行處理的情況被稱作“多模態(tài)信號調節(jié)”。

混合信號信號調節(jié)

傳感器信號調節(jié)的另一個方面是發(fā)生信號調節(jié)的電域。德州儀器PGA309器件的電阻橋傳感元件的信號調節(jié)發(fā)生在模擬域內。在如PGA400等器件中，信號調節(jié)同時發(fā)生在模擬和數(shù)字域內。后一種情況被稱作“混合信號信號調節(jié)”。

混合信號調節(jié)器的一個關鍵組成部分是模數(shù)轉換器(ADC)。圖1顯示了一個多模態(tài)、混合信號傳感器信號調節(jié)器的框圖。該圖表明，在信號達到智能補償模塊以前，兩個傳感元件始終都有獨立的信號通路。之后，該模塊組合這兩個信號，產(chǎn)生經(jīng)過處理之后的輸出。

圖1 多模態(tài)、混合信號傳感器信號調節(jié)器

尼奎斯特(Nyquist)準則

混合信號傳感器信號調節(jié)的一個重要方面是，將連續(xù)時間模擬域信號離散化為離散時間數(shù)字域信號。換句話說，混合信號調節(jié)器為采樣系統(tǒng)。因此，著名的尼奎斯特采樣準則適用于混合信號傳感器信號調節(jié)。簡單來說，該準則是指，采樣頻率必為信號帶寬的兩倍。就圖1而言，我們假設每個信號通路中的放大器均對信號帶寬進行限制，以滿足尼奎斯特準則要求。換句話說，放大器放大信號的同時，進行必要的抗混淆(限制帶寬)，以滿足尼奎斯特準則要求。

圖1還顯示了信號通路中的數(shù)字濾波器。這些數(shù)字濾波器用于降低信號帶寬，從而進一步幫助改善系統(tǒng)的信噪比(SNR)。

多余的正弦波信號

對于一些應用來說，可能需要降低圖1所示電路的成本。圖2顯示了一個更具性價比的例子，其中，兩個模擬信號通路共用一個放大器和一個ADC。上述兩個電路中的信號通路都有帶外正弦波分量，其會進入傳感元件(例如，由于電磁干擾)，或者進入信號通路本身(例如，由于相鄰電路的干擾)。由于圖2所示公共信號通路的存在，數(shù)字濾波器可能在消除帶外或者多余正弦波分量方面不起作用。本小節(jié)將對該問題進行分析。

圖2 共用一個放大器和一個ADC的模擬信號通路

就了方便分析，我們假設圖1和圖2的條件相同：

l ADC采樣率：10kHz

l 滿足尼奎斯特準則的放大器帶寬：5kHz

l 信號帶或者數(shù)字濾波器帶寬：2.5kHz

l 傳感元件1通路的3kHz多余正弦波分量

在圖1所示電路中，多余3kHz信號被數(shù)字濾波器有效衰減。這是因為3kHz信號未進入基帶。也就是說，3kHz將出現(xiàn)在3kHz下，甚至是在數(shù)字域內。

但是，如果相同的5kHz放大器用于圖2所示電路，并且兩個傳感元件的信號被依次采樣，則數(shù)字濾波器在衰減多余3kHz信號方面不起作用。這是因為，傳感元件1信號的有效采樣頻率僅為5kHz，盡管ADC采樣率為10kHz。因此，3kHz會進入基帶(即表現(xiàn)為帶內信號)，從而讓數(shù)字濾波器在消除多余信號方面不起作用。

請注意，為了防止出現(xiàn)多余信號失真，并滿足尼奎斯特準則要求，放大器帶寬必須降至2.5kHz。在這種情況下，便不再需要一個2.5kHz數(shù)字濾波器;數(shù)字化信號帶寬被模擬放大器限制在2.5kHz。

多余寬帶白噪聲

圖1和圖2所示信號通路會產(chǎn)生多余寬帶白噪聲。為了研究和清楚地理解這個問題，我們假設信號通路沒有任何多余正弦波分量。同時，我們還假設，相比量化噪聲，信號通路的白噪聲是主要噪聲源(這類信號通路的常見情況)。

白噪聲抗混淆濾波器：案例1

由于存在圖1所示獨立信號通路，每個5kHz放大器都起到一個抗混淆濾波器的作用，從而將各個信號的白噪聲帶寬限制在5kHz。數(shù)字濾波器進一步將這種帶寬降至2.5kHz，從而實現(xiàn)某個信白噪比。

由于圖2所示兩個模擬信號通路共用一個5kHz放大器，因此傳感元件1的有效采樣頻率再一次為5kHz(假設對兩個傳感元件輸出進行依次采樣)。在這種情況下，2.5kHz到5kHz的所有模擬域噪聲均進入0kHz到2.5kHz范圍(有用頻帶)。但是，該頻率范圍內的均方根(RMS)噪聲不受影響!換句話說，該電路的SNR與圖1所示電路一樣。

白噪聲抗混淆濾波器：案例2

案例2中，我們假設有用信號帶為1.25kHz，其為案例1的二分之一。也就是說，由于在1.25kHz以外沒有我們想要的信號內容，并且噪聲帶寬限制改善了SNR，因此信號帶得到了降低。假設5kHz放大器用于抗混淆，則我們會理所當然地得出結論：1.25kHz數(shù)字濾波器可降低帶寬，并實現(xiàn)與圖2所示電路一樣的圖1電路的SNR。但是，實際卻并非如此。利用5kHz抗混淆濾波器，兩種構架的采樣域內RMS噪聲相同，這的確沒有錯，但是它們的噪聲密度卻不同。使用獨立信號通路時，采樣信號的噪聲密度為，而公共信號通路的噪聲密度為。因此，在公共模擬信號通路中使用1.25kHz限帶濾波器，會導致數(shù)字濾波器輸出下的RMS噪聲為。該噪聲高于獨立信號通路()的RMS噪聲。也就是說，公共信號通路的SNR比獨立信號通路差。注意，這些RMS計算均假設使用理想的濾波器，也即0dB通帶增益和無限抑止帶衰減的濾波器。

仿真模型

圖3顯示了一個MATLAB®/Simulink®模型，其用于分析信號通路構架對多余寬帶白噪聲的影響。該模型同時包括使用獨立信號通路和公共信號通路的電路。注意，采樣縮減2模塊(downsample-by-2 block)用于表示公共信號通路依次采樣的效果。假設模擬放大器增益為10，并且為是一個四階橢圓低通濾波器。MATLAB/Simulink的FDA工具用于設計圖3所示數(shù)字濾波器，其同樣為四階橢圓低通濾波器。1

表1總結了放大器帶寬為5kHz到2.5kHz時1.25kHz數(shù)字濾波器的RMS噪聲。MATLAB“std”函數(shù)用于計算RMS噪聲。

表1 獨立和公共信號通路的RMS噪聲

使用5kHz放大器帶寬時，ADC輸出RMS值及其采樣縮減2值分別列舉在“std(x_ind)”和“std(x_com)”兩欄內，其大概相等。也就是說，采樣縮減不影響RMS值。因此，如果采樣縮減值在沒有進一步數(shù)字濾波的情況下直接使用，公共信號通路的信白噪比與獨立信號通路相同。

放大器帶寬為2.5kHz時，數(shù)字濾波器輸出的RMS值列舉在“std(y_ind)”和“std(y_com)”欄內。由這些數(shù)據(jù)，我們可以清楚地知道，1.25kHz數(shù)字濾波器的效果取決于模擬抗混淆濾波器的頻率。如果抗混淆濾波器的帶寬為2.5kHz(相當于公共信號通路采樣頻率的一半)，則公共通路數(shù)字濾波器輸出的噪聲與獨立信號通路中數(shù)字濾波器輸出的噪聲不相上下。但是，如果抗混淆濾波器的帶寬為5kHz，則數(shù)字濾波器輸出的RMS值非常不同，從而產(chǎn)生不同的信白噪比。

圖3 MATLAB®/Simulink®仿真模型

結論

就多模態(tài)、混合信號傳感器信號調節(jié)器而言，必須正確選擇抗混淆濾波器的帶寬，以消除多余信號和達到理想的SNR。如果使用∑-Δ調制器ADC，則必須丟棄那些在轉換之后仍不穩(wěn)定的ADC采樣。這可以進一步降低有效采樣率。

參考文獻

1、《數(shù)字信號處理》，作者Alan V. Oppenheim和Ronald W. Schafer，Englewood Cliffs, NJ: Prentice-Hall，1975年。