摘要：空間矢量脈寬調(diào)制算法是電壓型逆變器控制方面的研究熱點，廣泛應用于三相電力系統(tǒng)中。基于硬件的FPGA/CPLD芯片能滿足該算法對處理速度、實時性、可靠性較高的要求，本文利用Verilog HDL實現(xiàn)空間矢量脈寬調(diào)制算法，設計24矢量7段式的實現(xiàn)方法，對轉速調(diào)節(jié)和轉矩調(diào)節(jié)進行仿真，驗證了設計的實現(xiàn)結果與預期相符。

關鍵詞：空間矢量脈寬調(diào)制;交流永磁同步電動機;電壓型逆變器;Verilog HDL

電壓型逆變器在大容量、高電壓場合已得到了廣泛應用，逆變器控制策略種類繁多，其中空間矢量脈寬調(diào)制(SVPWM)算法具有凋制比較大、能夠優(yōu)化輸出電壓波形、易于數(shù)字實現(xiàn)、母線電壓利用率高等優(yōu)點，是此方面研究的熱點。隨著新型電力電子器件及芯片的迅速普及，逆變器SVPWM算法將廣泛應用于三相電力系統(tǒng)中，尤其是交流永磁同步電動機(PMSM)的調(diào)速控制。目前常用的SVPWM算法實現(xiàn)工具是單片機或者DSP芯片，但SVPWM算法對處理速度、實時性、可靠性方面要求較高，基于硬件的FPGA/CPLD芯片恰能更好地滿足這些要求，據(jù)此本文利用硬件描述語言Verilog HDL實現(xiàn)SVPWM算法，根據(jù)三相兩級PMSM的物理模型以及兩電平電壓型逆變器的原理，設計24矢量7段式實現(xiàn)方法，并仿真轉速調(diào)節(jié)和轉矩調(diào)節(jié)時的 SVPWM波形。

1 PMSM的物理模型及逆變器原理

SVPWM算法實現(xiàn)時，將永磁同步電機和逆變器視為一體，產(chǎn)生的三相波形控制逆變器各橋臂主管的開關狀態(tài)，從而驅(qū)動電機工作。

1.1 PMSM的物理模型及定子坐標系

理想情況下，忽略定子鐵芯和轉子鐵芯的損耗以及電動機參數(shù)的變化，三相兩級PMSM的物理模型如圖1所示。

其中，定子的三相繞組UX、VY、WZ在圓空間呈對稱分布，U、V、W為各繞組的首端，X、Y、Z為尾端。相電流的正方向為首端流出電流、尾端流入電流，根據(jù)安培定則，各繞組產(chǎn)生的磁場方向為繞組軸線的正方向，即UX繞組軸線正方向為A，如圖1所示，其他兩相同理，正方向分別為B、C。

A、B、C三個方向構成一個三相靜止坐標系——ABC坐標系(即定子坐標系，3個方向之間夾角均為120°)。SVPWM算法正是基于該三相坐標系的。

1.2 兩電平電壓型逆變器原理

兩電平電壓型逆變器是一種較為常用的逆變器，主要電路由三個橋臂組成，每個橋臂有兩個三極管和兩個二極管。

電壓型逆變器一般采用180°導通控制方法，任何時刻都有不同的乏支主管導通，同一相的上下兩個橋臂的主管交替導通，各自導通半個周期。

2 SVPWM原理

逆變器根據(jù)控制信號控制各橋臂主管的導通與截止，輸出A、B、C三相到電機，驅(qū)動電機工作。通過對逆變器控制信號進行處理，可以對電機工作狀態(tài)實時控制。

空間矢量脈寬調(diào)制宜于數(shù)字控制器實現(xiàn)，具有輸出電流波形良好、直流環(huán)節(jié)電壓的利用率較高等優(yōu)點，應用廣泛。

用SA、SB、SC表示兩電平電壓型逆變器V1、V3、V5的開關狀態(tài)(1表示導通)，V2、V4、V6分別與之相反。逆變器輸出的基本電壓空間矢量如圖2所示，其中Ux(1,2,…,6)后面括號內(nèi)數(shù)字分別對應SA、SB、SC。

八個電壓矢量中：U0與U7為零電壓矢量;其余為非零電壓矢量，幅值均為|Us|=2Ud/3。當一個電壓空間矢量ug位于兩個基本空間矢量之間時，依據(jù)平行四邊形定則合成，圖中以處于U4與U6之間的電壓空間矢量為例，兩個基本電壓空間矢量作用的時間分別為t1和t2，則：

由于t1+t2≤tg，多余的時間就平均分配給兩個零電壓矢量U0與U7，兩者的作用不影響逆變器輸出電壓矢量的積分。

采用七段式SVPWM，輸出的三相電壓波形對稱性好，諧波比較少。扇區(qū)1中各電壓矢量時間分配圖如圖3所示，其他扇區(qū)同理。

3 SVPWM的Verilog HDL實現(xiàn)方法

SVPWM廣泛應用于三相電力系統(tǒng)中，通過對轉速和轉矩的控制，實現(xiàn)對電機狀態(tài)的實時控制。利用Verilog HDL仿真實現(xiàn)時，主要涉及轉速控制、轉矩控制和SVPWM波形產(chǎn)生，據(jù)此設計Verilog HDL模塊如圖4所示。

3.1 轉速模塊

轉速模塊依據(jù)給定的轉速輸入信號(分頻數(shù))，通過對系統(tǒng)時鐘進行分頻，得到控制時鐘。利用100 MHz系統(tǒng)時鐘的上升沿和下降沿對控制時鐘進行翻轉，得到對應轉速的控制時鐘，不同頻率的控制時鐘對應電機的轉速如表1所示。

3.2 轉矩模塊

轉矩模塊根據(jù)控制時鐘和給定轉矩，計算出4種θ對應的t1、t2、t0的值，從而得到各矢量的各開關狀態(tài)下的持續(xù)時間(即圖4中的時間參數(shù))。由第2節(jié)可知，式(2)中θ為ug與所在扇區(qū)中的基本電壓空間矢量U4、U2或U1之間的夾角。Verilog HDL實現(xiàn)時，采用了24個電壓矢量，即每扇區(qū)4個矢量，則分別為7.5°、22.5°、37.5°、52.5°。

由于不同轉矩時計算t1、t2的值，不能使用常規(guī)乘除法，只能通過左移、右移分別進行乘以2、除以2的運算，且當t1+t2=tg時，ug的最小值為：

所以設計ug=1Ud/2和ug=1Ud/3兩組基本時間參數(shù)，跟據(jù)式(2)分別得到t1、t2的值如表2所示。轉矩輸入信號的MSB選擇基本時間參數(shù)，其他比特位數(shù)值表示基本時間參數(shù)右移位數(shù)(即基本時間參數(shù)除以該數(shù)值)。

圖3中T0、T7均等于t0/2=(tg-t1-t2)/2，根據(jù)轉矩輸入信號選擇基本時間參數(shù)，并進行向右移位操作，計算出不同θ對應的7個開關狀態(tài)的持續(xù)時間。

3.3 狀態(tài)機模塊

狀態(tài)機模塊利用控制時鐘進行狀態(tài)轉換，矢量狀態(tài)有24個，開關狀態(tài)有7個，24個矢量狀態(tài)從前到后循環(huán)轉換，每個矢量狀態(tài)下的7個開關狀態(tài)依先后順序轉換一遍，開關順序如表3所示，各自持續(xù)時間通過計數(shù)器計數(shù)值與對應時間參數(shù)比較而得到。如圖3所示，設兩個非零電壓矢量中，與零矢量U0相鄰的是ua另一個是ub，可知ua必須是U4、U2、U1中的一個，ub必須是U6、U3、U5中的一個，具體如表3所示。

3.4 波形產(chǎn)生模塊

波形產(chǎn)生模塊根據(jù)矢量狀態(tài)和開關狀態(tài)，決定三相的輸出電壓矢量(U0，U1，…，U7)。24個矢量狀態(tài)分別位于6個扇區(qū)中，依據(jù)矢量對應的開關狀態(tài)選擇輸出電壓矢量，各扇區(qū)中矢量的開關順序如表3所示。

4 仿真驗證

使用Active-HDL軟件進行仿真驗證，建立仿真模塊，提供系統(tǒng)時鐘和復位信號，設定不同轉速輸入信號及轉矩輸入信號進行仿真，下面以部分仿真截圖對設計進行驗證。

4.1 轉速調(diào)節(jié)仿真

轉速調(diào)節(jié)仿真時，設定相同轉矩ug=1Ud/3，對比兩種不同轉速仿真如下。

由表1可知，系統(tǒng)時鐘分頻數(shù)設定為1時，對應轉速為100 r/s，即周期為10 ms，如圖5所示，最下面是24個矢量狀態(tài)的十六進制數(shù)，仿真顯示一個周期約10 ms，由于計數(shù)器值為整數(shù)，計算時對小數(shù)進行了四舍五人，并且仿真開始存在一定時間對變量進行初始化，所以存在很小的誤差，結果符合預期。系統(tǒng)時鐘分頻數(shù)設定為4時，對應轉速為25 r/s，即周期為40ms，如圖6所示，仿真結果符合預期。

4.2 轉矩調(diào)節(jié)仿真

轉矩調(diào)節(jié)仿真時，設定相同轉速100 r/s，對比3種不同轉矩仿真結果。

圖5(見4.1小節(jié))、圖7、圖8分別是ug=1Ud/3、ug=1Ud/4、ug=1Ud/8時的仿真結果。由三相電機PWM調(diào)制原理得知，三種轉矩情況下，波形的基波分量的絕對值依次降低，仿真波形符合預期。

5 結束語

文中針對24矢量7段式SVPWM算法設計實現(xiàn)方法，基于Verilog HDL進行軟件仿真，主要仿真不同轉速、轉矩時的SVPWM波形、驗證了設計達到了預期的效果。

在SVPWM實際應用中，通常都會插入死區(qū)時間，防止逆變器橋臂發(fā)生瞬間短路，本文的設計實現(xiàn)沒有對此進行設計，后期可以改進這一點，同時，可以利用相關FPGA/CPLD綜合軟件下載到硬件，進行硬件實現(xiàn)。