摘要：針對雙饋式變速恒頻(VSCF)風(fēng)電機組的控制方式進行了研究，并以2 MW VSCF風(fēng)電機組為模型，設(shè)計了基于FMS320C28346型DSP與現(xiàn)場可編程門陣列(FPGA)的雙饋風(fēng)力發(fā)電變流器系統(tǒng)，控制系統(tǒng)硬件平臺采用標(biāo)準6U機箱，具有高可靠性與抗干擾性。該系統(tǒng)將矢量控制技術(shù)應(yīng)用于發(fā)電機控制，并對網(wǎng)側(cè)和轉(zhuǎn)子側(cè)變流器采用雙閉環(huán)控制策略。最后在自主研發(fā)的2 MW雙饋式變流器樣機上進行了大量實驗和長期的現(xiàn)場試運行，驗證了控制方法的可行性與實用性。
關(guān)鍵詞：變流器；變速恒頻；雙饋

1 引言
    目前風(fēng)電技術(shù)可分為恒速恒頻控制方式和VSCF控制方式。VSCF風(fēng)力發(fā)電機可提供更高的風(fēng)能利用效率，故越來越多地用于大功率機組。在此設(shè)計了基于TMS320C28346型DSP與FPGA的雙饋式風(fēng)力發(fā)電變流器系統(tǒng)?？刂葡到y(tǒng)平臺采用主頻300 MHz的DSP芯片與FPGA共同控制，大大提高了系統(tǒng)的穩(wěn)定性以及實時性。控制系統(tǒng)采用矢量控制技術(shù)和功率閉環(huán)的變速控制策略。最后在自主研發(fā)的2 MW雙饋式風(fēng)電變流器的樣機上進行了實驗和現(xiàn)場試運行，驗證了控制系統(tǒng)的可靠性。

2 控制系統(tǒng)硬件平臺
    1．5 MW雙饋式風(fēng)電變流器硬件平臺采用主頻為150 MHz的TMS320C28335+CPLD方案，但在進行低電壓穿越實驗與強勵磁實驗過程中，發(fā)現(xiàn)運算速度無法滿足實驗要求。因此設(shè)計了風(fēng)電、光伏變流器統(tǒng)一的硬件平臺。采用模塊化設(shè)計，按照功能劃分為系統(tǒng)核心控制板、開關(guān)電源、開入接口板、采樣板、光纖接口板、通訊板、故障錄波板與總線底板，并在機箱中預(yù)留插板位置。其中核心控制板采用TMS320C28346型DSP與FPGA芯片共同構(gòu)成，極大地提升了可靠性與運算速度?？刂破脚_采用模塊化設(shè)計思想，能兼容全功率等級雙饋、直驅(qū)變流器與光伏逆變器控制系統(tǒng)，配備多路信號采集通道、信號輸出通道與通訊接口，具備多種PWM輸出和保護方案，采用標(biāo)準6U機箱結(jié)構(gòu)，控制系統(tǒng)硬件平臺總體方案見圖1。

    2 MW雙饋式變流器均采用塔上安裝方式，給故障診斷帶來一定困難。為提高調(diào)試與故障診斷速度，采用WIFI通訊與故障錄波相結(jié)合的方
案。采用大容量NVSRAM與FLASH芯片相結(jié)合，實時性能較高的故障發(fā)生時間的變量存儲在掉電不丟失的快速NVSRAM中，實時性相對較低的運行數(shù)據(jù)存在FLASH芯片中。當(dāng)變流器出現(xiàn)故障停機時，塔下調(diào)試人員可通過電腦或手持設(shè)備與控制系統(tǒng)進行WIFI連接，并讀取故障前后120 s內(nèi)的系統(tǒng)運行數(shù)據(jù)，以便于故障診斷與分析。現(xiàn)場調(diào)試結(jié)束后，可通過WIFI模塊將FLASH芯片中的運行數(shù)據(jù)發(fā)送到互聯(lián)網(wǎng)上，以供廠商遠程監(jiān)控，可提高風(fēng)電場運行效率。

3 DSP與FPGA核心板設(shè)計
    DSP與FPGA控制板是控制平臺的核心，主要包括傳感器信號調(diào)理電路、故障保護電路、通訊電路、存儲電路等。系統(tǒng)結(jié)構(gòu)如圖2所示，F(xiàn)PG A通過數(shù)據(jù)總線、地址總線、控制I／O分別與ADS8364和DSP芯片連接，實現(xiàn)數(shù)據(jù)交換。

    FPGA設(shè)計屬于數(shù)字電路硬件設(shè)計，運行速度相對較快，故一般將算法比較固定且對系統(tǒng)實時性和速度要求較高的算法模塊加入到FPGA，主要包括：A／D芯片控制、空間矢量脈寬調(diào)制(SVPWM)計算、Park與Clarke變換計算、PWM輸出控制、快速保護邏輯控制與開入開出邏輯控制。將需要經(jīng)常修改的軟件算法放到DSP中實現(xiàn)，主要功能包括數(shù)據(jù)的存儲與調(diào)用、系統(tǒng)運行控制、數(shù)據(jù)通訊、PI調(diào)節(jié)器控制、低電壓穿越控制等功能。FPAG通過控制ADS8364采樣得到傳感器數(shù)據(jù)進入FPGA內(nèi)部的數(shù)據(jù)運算單元，根據(jù)預(yù)置的Clarke與Park變換算法進行運算，得到正序與負序的ud，uq，id，iq，并將計算結(jié)果傳送給DSP；DSP調(diào)用直流穩(wěn)壓計算模塊、電流電壓閉環(huán)PI模塊、低電壓穿越檢測模塊對FPGA輸入的數(shù)據(jù)進行計算，并將計算結(jié)果通過數(shù)據(jù)總線傳送給FPGA，F(xiàn)PGA將接收到的計算結(jié)果進行Park反變換，并通過SVPWM模塊產(chǎn)生12路PWM波形分別來控制機側(cè)變流器和網(wǎng)側(cè)變流器IGBT開關(guān)器件開通與關(guān)斷，進而控制變流器輸出所需的電壓波形。

4 雙PWM變流器的控制
    雙PWM型變流器由網(wǎng)側(cè)和機側(cè)兩個PWM變流器組成，各自功能相對獨立。網(wǎng)側(cè)變流器主要功能是實現(xiàn)交流側(cè)輸入單位功率因數(shù)控制和在各種狀態(tài)下保持直流環(huán)節(jié)電壓穩(wěn)定，確保機側(cè)變流器乃至整個DFIG勵磁系統(tǒng)可靠工作，機側(cè)變流器主要功能是在轉(zhuǎn)子側(cè)實現(xiàn)DFIG的矢量變換控
制，確保DFIG輸出解耦的有功功率和無功功率。兩個變流器通過相對獨立的控制系統(tǒng)完成各自的功能。這里的雙PWM型變流器采用不同的控制策略，其中機側(cè)變流器通過DFIG定子磁鏈定向進行控制，網(wǎng)側(cè)變流器則通過電網(wǎng)電壓定向進行控制，控制策略結(jié)構(gòu)如圖3所示。

4．1 轉(zhuǎn)子側(cè)變流器控制
    轉(zhuǎn)子側(cè)變流器目標(biāo)是有功功率和無功功率解耦控制，并為發(fā)電機轉(zhuǎn)子側(cè)提供勵磁，以實現(xiàn)定子側(cè)的恒頻輸出。為實現(xiàn)DFIG的功率解耦控制，列出DFIG有功、無功功率：Ps=udsids+uqsiqs，Qs=uqsids-udsiqs。采用基于定子磁場定向的矢量控制策略并忽略工頻下的DFIG定子電阻，可簡化為：
    Ps=-u1iqs，Qs=-u1ids      (1)
    由上式可知，DFIG輸出有功功率Ps與定子電流的轉(zhuǎn)矩分量iqs成正比，無功功率Qs與勵磁分量ids成正比。因為Ps和Qs的調(diào)節(jié)是通過DFIG轉(zhuǎn)子側(cè)電壓型變流器實現(xiàn)的，推導(dǎo)出轉(zhuǎn)子電壓與iqs，ids之間的關(guān)系如下：
   
    udr’，uqr’為實現(xiàn)轉(zhuǎn)子電壓、電流解耦控制的解耦項；△udr，△uqr為消除轉(zhuǎn)子電壓、電流交叉耦合的補償項。將轉(zhuǎn)子電壓分解為解耦項和補償項，既簡化了控制，又能保證控制精度和動態(tài)響應(yīng)的快速性。構(gòu)建轉(zhuǎn)子側(cè)PWM變流器控制系統(tǒng)見圖4。

    在轉(zhuǎn)子側(cè)變流器控制中，通過檢測定子兩相電壓得到定子磁通角，并進行定子磁鏈計算。通過光電編碼器得到轉(zhuǎn)子速度，積分可得轉(zhuǎn)子初始位置角度。定子電壓頻率減去轉(zhuǎn)子轉(zhuǎn)速頻率可得轉(zhuǎn)差頻率。在轉(zhuǎn)速功率雙閉環(huán)控制中，根據(jù)主控?zé)o功給定，計算出d軸電流指令，使定子側(cè)運行在指定的功率因數(shù)；根據(jù)主控的轉(zhuǎn)矩給定和實際的磁鏈可推導(dǎo)出q軸電流指令，以此來調(diào)節(jié)電機轉(zhuǎn)速。將得到的d，q軸電流值加上各自的耦合項反變換到兩相靜止坐標(biāo)系下，作為SVPWM的輸入值來控制轉(zhuǎn)子側(cè)變流器。
4．2 網(wǎng)側(cè)變流器控制
    網(wǎng)側(cè)變流器控制目標(biāo)是：保持輸出直流電壓恒定且有良好的動態(tài)響應(yīng)能力；確保交流側(cè)輸入電流正弦，功率因數(shù)為1。
    在網(wǎng)側(cè)變流器控制中，由于電網(wǎng)電壓保持不變，所以這里采用基于電網(wǎng)電壓定向矢量控制技術(shù)。將三相靜止坐標(biāo)下的變流器模型轉(zhuǎn)換到兩相旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下，并將交流側(cè)三相電流變換到d，q坐標(biāo)系下的電流分量id，iq進行解耦控制，得：
    udr=-udr’+△udr+us，uqr=-uqr’-△uqr        (3)
    式中：us為電網(wǎng)電壓；udr，uqr為變流器輸出d，q軸電壓分量。
    設(shè)計出網(wǎng)側(cè)PWM變流器控制模型如圖5所示。整個系統(tǒng)采用雙閉環(huán)控制，內(nèi)環(huán)為電流控制環(huán)，外環(huán)為電壓控制環(huán)。電壓外環(huán)中，將直流環(huán)節(jié)實測電壓值與指令值做比較，誤差經(jīng)過PI調(diào)節(jié)器調(diào)節(jié)作為d軸電壓的指令值。電流內(nèi)環(huán)中，將實測電流的q軸分量與指令值做比較，誤差經(jīng)過PI調(diào)節(jié)器作為q軸電壓的指令值。將d，q軸電壓指令值變換到兩相靜止坐標(biāo)系下，得到電壓SVPWM的調(diào)制信號，以此來控制網(wǎng)側(cè)變流器。

5 SVPWM算法的FPGA實現(xiàn)
    雙PWM型變流器采用電壓SVPWM方法控制其開關(guān)器件的通斷。與SPWM相比，SVPWM具有諧波抑制效果好、響應(yīng)快速、電壓利用率高、電流波形畸變小、轉(zhuǎn)矩脈動低等優(yōu)點，已在電機驅(qū)動方面得到了廣泛應(yīng)用。在此主要闡述FPGA軟件設(shè)計中SVPWM算法的實現(xiàn)，如圖6所示。

    整個算法采用頂層文件設(shè)計方式，使用Verilog HDL語言編寫。通過A／D控制模塊控制ADS8364芯片進行采樣，采樣得到的電壓、電流分別進入Clarke變換模塊和三相鎖相環(huán)模塊。DSP通過PI調(diào)節(jié)器輸出的ud，uq，經(jīng)過Park變換后得到uα，uβ，并送入SVPWM模塊，進行扇區(qū)判斷與矢量作用時間計算。由于調(diào)制過程可能出現(xiàn)過調(diào)制現(xiàn)象導(dǎo)致輸出電壓波形出現(xiàn)失真，因此加入采用比例縮小算法的過調(diào)制模塊，信號經(jīng)過調(diào)制后即可進入比較模塊與三角波進行比較輸出PWM波形，為防止上、下橋臂出現(xiàn)直通，加入死區(qū)控制模塊，死區(qū)時間由DSP控制；PWM脈沖分配模塊設(shè)置了死區(qū)時間的PWM輸出與保護信號進行邏輯計算，保證在出現(xiàn)故障及過流時能及時封鎖脈沖，保護逆變器。

6 實驗驗證
    2 MW雙饋變流器應(yīng)用于風(fēng)力發(fā)電系統(tǒng)，交流電網(wǎng)電壓等級為690 V，額定中間直流電壓為1．1 kV，網(wǎng)側(cè)變流器額定容量670 kVA，轉(zhuǎn)子側(cè)變流器額定容量960 kVA。圖7示出直流電壓Udr；電網(wǎng)電壓、電流ug，ig；定子電流、電壓is，us實驗波形。

    測試了滿載時的電流諧波畸變率(THD)，此時發(fā)電機轉(zhuǎn)速1755 r·min-1，系統(tǒng)功率達2 150 kW，轉(zhuǎn)矩T=11 698 N·m，三相電流中最大的THD=2．94％，小于國標(biāo)的5％。
    圖7a為定子并網(wǎng)后的波形，可見，并網(wǎng)后定子電流正弦度很高，說明該系統(tǒng)具有良好的并網(wǎng)特性，且并網(wǎng)對電網(wǎng)沖擊??；由圖7b可見，發(fā)電機轉(zhuǎn)速為1 200 r·min-1，功率為200 kW，此時發(fā)電機處于亞同步運行狀態(tài)，可見該系統(tǒng)具有良好的穩(wěn)態(tài)特性；圖7c顯示了變流器在超同步狀態(tài)下，即1755 r·min-1時網(wǎng)側(cè)輸出感性無功功率，無功電流達到580 A，功率因數(shù)為0．949。

7 結(jié)論
    通過自主研發(fā)的2 MW雙饋式變流器控制系統(tǒng)獲得了良好的并網(wǎng)波形以及穩(wěn)態(tài)后的電壓和電流波形，證實了網(wǎng)側(cè)和轉(zhuǎn)子側(cè)變流器控制策略的可行性。目前該系統(tǒng)已經(jīng)完成了整機測試，并在風(fēng)場進行了試運行，受到一致好評。