作者：邱正偉 沈錦飛 沈東輝 周克冬

引言

目前，高頻感應(yīng)加熱電源的輸出功率調(diào)整主要是通過(guò)改變逆變器的輸出頻率或改變逆變器的輸入直流電壓方式來(lái)實(shí)現(xiàn)的。改變逆變器的輸出頻率實(shí)現(xiàn)輸出功率的調(diào)節(jié)是目前普遍采用的一種功率調(diào)節(jié)方式，其缺點(diǎn)是逆變器的負(fù)載為感性，特別是在輕載時(shí)，逆變器的輸出功率因數(shù)很低，開關(guān)損耗大。通過(guò)控制逆變器實(shí)現(xiàn)功率控制就能改變這一缺點(diǎn)。脈沖密度調(diào)制(Pulse Density Modulated，PDM)DC/AC逆變器是利用串聯(lián)諧振負(fù)載的儲(chǔ)能，對(duì)逆變器的開關(guān)采用脈沖群控制的方式，在一個(gè)周期內(nèi)通過(guò)控制連續(xù)開通脈沖信號(hào)和連續(xù)關(guān)斷脈沖信號(hào)的比例(占空比)來(lái)控制輸出功率。傳統(tǒng)的PDM實(shí)現(xiàn)方式是用許多計(jì)數(shù)器以及一些PWM專用芯片來(lái)實(shí)現(xiàn)的，這種方法穩(wěn)定成熟，但控制電路復(fù)雜。在此提出了一種用CPLD來(lái)實(shí)現(xiàn)脈沖均勻調(diào)制的方法。這種方法簡(jiǎn)單易行，開發(fā)周期短，電路簡(jiǎn)單，體積小，頻率跟蹤范圍寬，開關(guān)管可工作在零電流關(guān)斷 (ZCS)和零電壓開通(ZVS)狀態(tài)。

1 電路結(jié)構(gòu)

圖1為脈沖均勻控制串聯(lián)諧振逆變電源的主電路圖，它包括三相不可控整流電路、濾波電路、逆變電路和串聯(lián)諧振電路。

圖1中：C1，L1為濾波電容和濾波電感;L0為負(fù)載;D1，D2，D3，D4分別為反并聯(lián)快速二極管;T1，T2分別為電流互感器;R2，R3分別為分壓電阻;VT1，VT2，VT3，VT4分別為開關(guān)管IGBT;C2為隔直電容，T0為負(fù)載匹配變壓器。

圖2為整個(gè)控制系統(tǒng)框圖，以CPLD作為主控芯片，包括頻率跟蹤電路，驅(qū)動(dòng)電路，檢測(cè)電路，以及顯示部分。

三相電源經(jīng)過(guò)整流電路輸出直流電壓，該直流電壓經(jīng)過(guò)濾波后輸入到逆變器，逆變器實(shí)現(xiàn)DC/AC變換，生成的交流電經(jīng)變壓器輸出給負(fù)載。逆變器的開關(guān)管由CPLD組成的控制電路進(jìn)行控制。主要的控制過(guò)程如下：VT1，VT4同時(shí)導(dǎo)通，電流正向通過(guò)負(fù)載;VT2，VT3同時(shí)導(dǎo)通，電流反向通過(guò)負(fù)載，實(shí)現(xiàn)直流變交流。為了使逆變成功，必須保證上下橋臂的開關(guān)管不能同時(shí)導(dǎo)通，否則逆變失敗，所以在設(shè)計(jì)開關(guān)控制信號(hào)時(shí)必須加入死區(qū)。

2 脈沖密度控制功率原理

密度調(diào)節(jié)功率控制的基本思路是假設(shè)總共有N個(gè)調(diào)功單位，在其中M個(gè)調(diào)功單位里逆變器向負(fù)載輸出功率，而剩下的(N-M) 個(gè)單位內(nèi)逆變器停止工作，負(fù)載能量以自然振蕩形式逐漸衰減，輸出的脈沖密度為(M/N)%。輸出功率的調(diào)節(jié)是通過(guò)控制圖3中的IG-BT使VT1，VT4 與VT2，VT3交替工作實(shí)現(xiàn)的。其原理如下：

把開關(guān)管VT1和VT3的控制信號(hào)看作是n個(gè)1/2i(i=1，2，…，n)分頻器相加而成，即一個(gè)控制周期內(nèi)有2n個(gè)控制脈沖。當(dāng)開關(guān)管完全工作時(shí)，即功率最大時(shí)為2n/2n，去掉1個(gè)脈沖，剩下2n-1個(gè)脈沖時(shí)，功率值為(2n-1)/2n;去掉m(m<2n) 個(gè)脈沖剩下(2n-m)脈沖時(shí)，功率值為(2n-m)/2n;在沒有脈沖，即m=2n時(shí)開關(guān)管完全關(guān)斷，即功率最小時(shí)為0。控制這n個(gè)分頻器的組合就可以控制逆變器的輸出功率。

該設(shè)計(jì)采用4個(gè)分頻器，即n=4。包括2分頻器、4分頻器、8分頻器、16分頻器，通過(guò)他們的不同組合得到16個(gè)不同的功率值，如表1所示。其中，0表示關(guān)，1表示開。全關(guān)時(shí)功率值為0，全開時(shí)為1。其余組合對(duì)應(yīng)的功率值如表1所示。

圖4給出功率值為1/16，2/16，4/16，8/16時(shí)的控制信號(hào)圖，同時(shí)也是16分頻、8分頻、4分頻、2分頻原理圖，不同功率值時(shí)VT2，VT4的控制信號(hào)相同。電路工作狀態(tài)簡(jiǎn)要說(shuō)明，如圖4所示。

當(dāng)VT1，VT4導(dǎo)通，VT2，VT3關(guān)斷時(shí)，負(fù)載諧振電流為正，負(fù)載諧振電流經(jīng)VT1，R1，L2，C2，VT4由a流向b，等效電路如圖4(a)所示，由U供電。

當(dāng)VT1，V T4關(guān)斷，VT2，VT3導(dǎo)通時(shí)，負(fù)載諧振電流為負(fù)，負(fù)載諧振電流經(jīng)VT2，C2，L2，R1，VT3由b流向a，等效電路如圖4(b)所示，由U供電。

當(dāng)VT1，VT2，VT3關(guān)斷，VT4導(dǎo)通時(shí)，負(fù)載諧振電流為正，負(fù)載諧振電流經(jīng)R1，L2，C2，VT4由a流向b，等效電路，如圖4(c)所示，通過(guò)D3續(xù)流。

當(dāng)VT1，VT3，VT4關(guān)斷，VT2導(dǎo)通時(shí)，負(fù)載諧振電流為負(fù)，負(fù)載諧振電流經(jīng)電流經(jīng)VT2，C2，L2，R1由b流向a，等效電路如圖4(d)所示，通過(guò)D1續(xù)流。

3 脈沖密度控制策略的CPLD實(shí)現(xiàn)

以Altera MAXⅡ EPM1270芯片為平臺(tái)，它包括1 270個(gè)LE，相當(dāng)于40 000門數(shù)，8 kB的用戶可用FLASH，116個(gè)I/O口。采用QuartusⅡ5.1進(jìn)行編程下載仿真。

圖5給出了CPLD脈沖密度控制的邏輯模塊框圖。其中，主要包括脈沖信號(hào)分配控制模塊、脈沖分配模塊、脈寬計(jì)算和死區(qū)時(shí)間設(shè)置模塊以及PWM脈寬控制模塊等。

脈沖分配模塊根據(jù)功率給定值對(duì)脈沖分配模塊進(jìn)行控制，脈沖分配模塊由2，4，8，16四個(gè)分頻器組成。它根據(jù)脈沖分配控制模塊的信號(hào)對(duì)分頻器進(jìn)行組合，脈寬計(jì)算和死區(qū)時(shí)間設(shè)置模塊根據(jù)輸入電流信號(hào)計(jì)算其脈寬，并控制PWM輸出模塊控制脈寬并進(jìn)行死區(qū)設(shè)置。

4 仿真與試驗(yàn)

下面給出CPLD實(shí)現(xiàn)脈沖密度功率控制的部分仿真圖和試驗(yàn)圖。仿真圖中，信號(hào)從上到下分別是：使能信號(hào)、電流輸入信號(hào) Iin、功率給定PWM1，PWM2，PWM3，PWM4控制信號(hào)，分別控制VT1，VT4，VT3，VT2。圖6給出了以QuartusⅡ5.1為軟件環(huán)境，功率值為8/16和16/16時(shí)的仿真圖。圖7是對(duì)應(yīng)的下載到Altera MAXⅡEPM1270芯片的部分試驗(yàn)波形圖。

圖8給出了輸入電源三相220 V(相電壓)，頻率50 Hz，輸出功率P=1 kw，諧振頻率f=100 kHz，負(fù)載等效電感L2=26μH，負(fù)載等效電阻R1=6.5 Ω的部分實(shí)驗(yàn)結(jié)果圖。兩波形圖坐標(biāo)值相同，方波為電壓，正弦波為電流。

5 結(jié)語(yǔ)

在此提出的采用CPLD實(shí)現(xiàn)脈沖均勻調(diào)制功率控制逆變器的策略，CPLD承擔(dān)PWM生成，密度調(diào)節(jié)以及死區(qū)時(shí)間控制的任務(wù)，通過(guò)電流的反饋，實(shí)現(xiàn)頻率的跟蹤，使逆變器始終工作在諧振狀態(tài)，提高工作效率，減少損耗。仿真與試驗(yàn)結(jié)果表明了該方案的可行性。該方案具有可靠性高，能有效減少控制板的體積，電路簡(jiǎn)單，易于實(shí)現(xiàn)高頻化的優(yōu)點(diǎn)。