0 引  言

隨著無線通信技術(shù)的發(fā)展，各種用于射頻功率放大器的線性化技術(shù)被進(jìn)一步研究和應(yīng)用。尤其是窄帶CDMA和第三代移動通信等技術(shù)的發(fā)展，對功放的線性度提出了更高的要求。在W-CDMA等無線通信系統(tǒng)中，如果采用一般的高功率放大器，由于功率放大器的交調(diào)失真，將會出現(xiàn)頻譜再生效應(yīng)，從而干擾相鄰信道，甚至產(chǎn)生誤碼。因而，功率放大器的線性化技術(shù)越來越受到關(guān)注。目前常用的三種技術(shù)分別是：前饋技術(shù)(Feedforward)、反饋技術(shù)(Feedback)和預(yù)失真技術(shù)(Pre-Distortion)。

在這些線性化技術(shù)中，前饋法可以得到很高的線性度，但結(jié)構(gòu)復(fù)雜而且昂貴。反饋法有其致命的缺陷，如不穩(wěn)定，帶寬有限。預(yù)失真技術(shù)中，基帶信號中預(yù)失真系統(tǒng)需要正確對比源信號和反饋信號，對環(huán)路延時補(bǔ)償有很高的要求，同時系統(tǒng)結(jié)構(gòu)比較復(fù)雜；而模擬預(yù)失真技術(shù)有其結(jié)構(gòu)簡單，成本低，線性度較好等優(yōu)點(diǎn)，因而已成為中小功率放大器進(jìn)行線性化的理想技術(shù)。

針對W-CDMA直放站下行鏈路的線性度要求，利用預(yù)失真技術(shù)設(shè)計了一個平均發(fā)射功率為41 dBm的功率放大器。該設(shè)計采用一對反向并聯(lián)的二極管產(chǎn)生非線性失真分量，并利用這個非線性分量補(bǔ)償功放的非線性失真。

1 放大器的非線性

如圖1所示，理想線性放大器的輸入和輸出關(guān)系可以表示為V_out=K₁V_in，其中K1為放大倍數(shù)。但是作為半導(dǎo)體器件，當(dāng)功率放大器的輸入信號較大時，管子出現(xiàn)飽和現(xiàn)象，于是導(dǎo)致了輸出信號壓縮，產(chǎn)生高次諧波，引起失真。所以輸出應(yīng)該包括平方律項(xiàng)和三次項(xiàng)等高次分量，它的輸出可以用冪級數(shù)式(1)表述：



從式(2)可以看出，由于系統(tǒng)的非線性特性，在輸出信號中，除了有輸入信號的頻率外，還會出現(xiàn)新的直流分量和如同2ω_i，3ω_i，…等的諧波分量。如果輸入的信號為雙頻信號V_in=A₁cos(ω₁t)+A₂cos(ω₂t)，通過同樣的分析可以發(fā)現(xiàn)，最終輸出口的成分由支流成分、基波ω₁和ω₂、二次和三次諧波2ω₁，2ω₂及3ω₁，3ω₂、二階互調(diào)分量ω₁±ω₂、三階互調(diào)分量2ω₁±ω₂及ω₁±2ω₂等分量組成。一般情況下，僅2ω₁-ω₂和2ω₂-ω₁落在通帶內(nèi)。雙音三階互調(diào)是非線性中三次方項(xiàng)產(chǎn)生的，由于落在帶內(nèi)，故主要考慮的是非線性產(chǎn)物。這些非線性產(chǎn)物都會干擾載波信號，造成交調(diào)失真、諧波失真等非線性失真。當(dāng)多載波輸入時，影響較嚴(yán)重的是三階交調(diào)失真。

2 模擬預(yù)失真原理

從原理上看，預(yù)失真線性化技術(shù)是改進(jìn)線性特性的一項(xiàng)最簡單的技術(shù)，其原理如圖2所示，即在RF放大器的前面加入預(yù)失真器，預(yù)失真器的特性與RF放大器的特性精確匹配，當(dāng)信號經(jīng)過預(yù)失真器和RF放大器組成的級聯(lián)系統(tǒng)時。由于預(yù)失真器與RF放大器的特性相互補(bǔ)償效果，使得輸出信號為完全無失真信號，從而達(dá)到線性化目的。這種補(bǔ)償原理如圖3所示，圖3(a)與圖3(b)曲線互相補(bǔ)償，得到圖3(c)完全無失真的輸出信號。



3 模擬預(yù)失真的實(shí)現(xiàn)

W-CDMA直放站下行鏈路要求實(shí)現(xiàn)41 dBm的功率輸出，IM3和IM5均小于-50 dB，故設(shè)計如下電路以滿足上述要求，整個設(shè)計如圖4所示。


由圖4可以看到，該方案采用的是一種雙環(huán)結(jié)構(gòu)。第一個環(huán)路由功分器將輸入信號分成兩路，一路經(jīng)延遲器延遲；另一路經(jīng)預(yù)失真發(fā)生器失真、衰減、再移相后，與延遲信號耦合，形成預(yù)失真信號產(chǎn)生部分的環(huán)路。第二個環(huán)路則是將預(yù)失真環(huán)路生成的信號再進(jìn)行衰減，移相后與功放輸入的延遲信號耦合，形成整個功率放大器部分。這種結(jié)構(gòu)有效地減小了所需主信號受環(huán)路的影響，而失真部分又能夠得到充分的補(bǔ)償。同時，該電路在實(shí)際調(diào)試中比較容易調(diào)節(jié)，是一種實(shí)用性很好的電路結(jié)構(gòu)。

由于二極管是一種非線性半導(dǎo)體器件，對于一個輸入余弦信號，二極管的輸出是包含了非線性失真分量的余弦信號。所以，非線性發(fā)生器部分的設(shè)計采用反向并聯(lián)的二極管來實(shí)現(xiàn)。實(shí)現(xiàn)電路如圖5所示。



圖5中，1和4分別是信號的輸入端和輸出端；2和3分別是信號的耦合端和直接輸出端。兩個反相并聯(lián)的二極管D1，D2用來產(chǎn)生奇次諧波分量，經(jīng)90°正交電橋的隔離端4輸出，作為預(yù)失真信號。理想的3 dB正交電橋耦合端2接電阻R，用來消除二極管相對反射輸出信號中殘留的線性分量，而電容C用來降低載波信號，使之與預(yù)失真信號相比不至于過高。

正交電橋?qū)⑤斎胄盘柕确?、正交地傳送到耦合端和直接輸出端，耦合端與直接輸出端有90°的相移，隔離端沒有輸出。設(shè)電橋輸入端1的輸入為V_in(t)，則直接輸出端3的輸出與反向并聯(lián)兩個二極管的輸入關(guān)系式為：



式(4)中：I_S為反向飽和電流，主要受溫度的影響，在電路中可視為恒定值；V_A為二極管外加偏置電壓，這里V_A=V_di(t)。在小偏置電流下可忽略式(4)中附加項(xiàng)IR_S。輸入電流i(t)為：



用Talor級數(shù)展開式(5)可得：



因?yàn)槿A分量和五階分量是對放大器非線性影響最大的因素，為了分析方便，就只取到展開式的5次方項(xiàng)。這時二極管對可看作為單端口網(wǎng)絡(luò)，其導(dǎo)納為：



4 實(shí)驗(yàn)結(jié)果

為驗(yàn)證電路的可行性，將整個電路加信號進(jìn)行測試，非線性發(fā)生器部分采用肖特基二極管HSMS2802產(chǎn)生預(yù)失真信號，該肖特基二極管有著很好的非線性，可以用作混頻、功率檢測。在測試三階交調(diào)和五階交調(diào)分量時，輸入頻率為2.139 5 GHz和2.140 5 GHz的雙音信號，間距1 MHz。測試ACPR時，使用頻率2.14 GHz的W-CDMA下行信號，得到的結(jié)果如圖6～圖8所示。




從頻譜分析儀的輸出波形圖可以看到，在加預(yù)失真系統(tǒng)前，推動級輸出41 dBm時的三階交調(diào)分量，五階交調(diào)分量的指標(biāo)分別為-31 dB和-40 dB。對應(yīng)地，當(dāng)把預(yù)失真發(fā)生器接人系統(tǒng)后，可以看到輸出的五階交調(diào)分量，五階交調(diào)分量均有了明顯的改善，分別提高了14 dB和11 dB。此時，輸出級ACPR的輸出小于-52 dB。實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明，該預(yù)失真系統(tǒng)在很大程度上改善了功率放大器的非線性失真，很好地優(yōu)化了它的線性度。

5 結(jié)  語

采用反向并聯(lián)二極管預(yù)失真器對功放的線性化技術(shù)進(jìn)行了研究，利用二極管的非線性特性，很好地對消了放大器失真的奇次分量，將功放的IM3和IM5分量分別改善了13 dB和10 dB。系統(tǒng)的ACPR在加預(yù)失真器后達(dá)到了-52 dB以下。實(shí)驗(yàn)結(jié)果驗(yàn)證了該設(shè)計方案的可行性，為尋找一種更好的線性化技術(shù)提供了實(shí)踐基礎(chǔ)。如何更好地改善預(yù)失真技術(shù)將是進(jìn)一步研究的課題。