摘要

相較傳統(tǒng)的超外差接收機(jī)，零中頻接收機(jī)具有體積小，功耗和成本低，以及易于集成化的特點(diǎn)，正受到越來越廣泛關(guān)注，本文結(jié)合德州儀器(TI)的零中頻接收方案(TRF3711)，詳細(xì)分析介紹了零中頻接收機(jī)的技術(shù)挑戰(zhàn)以及解決方案。

概述

零中頻接收機(jī)在幾十年前被提出來，工程中經(jīng)歷多次的應(yīng)用實(shí)踐，但是多以失敗告終，近年來，隨著通信系統(tǒng)要求成本更低，功耗更低，面積更小，集成度更高，帶寬更大，零中方案能夠很好的解決如上問題而被再次提起。

本文將詳細(xì)介紹零中頻接收機(jī)的問題以及設(shè)計(jì)解決方案，結(jié)合 TI 的零中頻方案 TRF3711測(cè)試結(jié)果證明，零中頻方案在寬帶系統(tǒng)的基站中是可以實(shí)現(xiàn)的。

1、超外差接收機(jī)

1.1 超外差接收機(jī)問題

為了更好理解零中頻接收的優(yōu)勢(shì)，本節(jié)將簡(jiǎn)單總結(jié)超外差接收機(jī)的一些設(shè)計(jì)困難和缺點(diǎn)。

圖一是簡(jiǎn)單超外差接收機(jī)的架構(gòu)，RF 信號(hào)經(jīng)過 LNA(低噪聲放大器)進(jìn)入混頻器，和本振信號(hào)混頻產(chǎn)生中頻信號(hào)輸出，鏡像抑制濾波器濾出混頻的鏡像信號(hào)，中頻濾波器濾除帶外干擾信號(hào)，起到信道選擇的作用，圖中標(biāo)示了頻譜的搬移過程及每一部分的功能。

在超外差接收機(jī)種最重要的問題是怎樣在鏡像抑制濾波器和信號(hào)選擇濾波器的設(shè)計(jì)上得到平衡，如圖一所示，對(duì)濾波器而言，當(dāng)其品質(zhì)因子和插損確定，中頻越高，其對(duì)鏡像信號(hào)的抑制就越好，而對(duì)干擾信號(hào)的抑制就比較差，相反，如果中頻越低，其對(duì)鏡像信號(hào)的抑制就變差，而對(duì)干擾信號(hào)的抑制就非常理想，由于這個(gè)原因，超外差接收機(jī)對(duì)鏡像濾波器和信道濾波器的選擇傳輸函數(shù)有非常高的要求，通常會(huì)選用聲表濾波器(SAW)，或者是采用高階 LC 濾波器，這些都不利于系統(tǒng)的集成化，同時(shí)成本也非常高。

在超外差接收機(jī)中，由于鏡像抑制濾波器是外置的，LNA 必須驅(qū)動(dòng) 50R 負(fù)載,這樣還會(huì)導(dǎo)致面積和放大器噪聲，增益，線性度，功耗的平衡性問題。

鏡像濾波器和選擇濾波器的平衡設(shè)計(jì)也可采用鏡像抑制架構(gòu)，如圖二所示的 Hartley(1)和 Weaver(2)拓?fù)浼軜?gòu)，在 A 點(diǎn)和 B 點(diǎn)的輸出是相同極性的有用信號(hào)和極性相反的鏡像信號(hào)，這樣通過后面的加法器，鏡像信號(hào)就可以被抵消掉，從而達(dá)到簡(jiǎn)化鏡像濾波器的設(shè)計(jì)，但是這種架構(gòu)由于相位和幅度不平衡，其鏡像信號(hào)沒有辦法完全抑制，如證明(6),鏡像抑制比 IIR。

E指相對(duì)的電壓幅度差，指相位差，如果 E和 Θ 足夠小，式(1)可以簡(jiǎn)化為(2)。

這里 Θ 是弧度，如果 E=5%，Θ=5 度，IIR 約為 26dB,如果要達(dá)到 60dB 的 IIR,需要 Θ 低于0.1 度，這是非常難以實(shí)現(xiàn)的，通常這種架構(gòu)可以做到 30-40dB 的鏡像抑制(7),所以，即使采用這種架構(gòu)，鏡像抑制濾波器和信道選擇仍然需要仔細(xì)設(shè)計(jì)。

圖二: Hartley 和 Weaver 鏡像抑制架構(gòu)

2、零中頻接收機(jī)

2.1 零中頻接收機(jī)架構(gòu)及優(yōu)勢(shì)

零中頻接收機(jī)架構(gòu)如圖三，是指 RF 信號(hào)(radio frequency)直接轉(zhuǎn)化到零頻信號(hào)，LPF(低通濾波器)用于近端干擾信號(hào)的抑制， 在零中頻架構(gòu)中，在典型的相位/幅度調(diào)制中，正交的 I 和 Q 兩路信號(hào)是必須的，由于兩個(gè)邊帶信號(hào)包含了不同有用信息，必須在相位上區(qū)分。

相較超外差架構(gòu)，零中頻架構(gòu)優(yōu)勢(shì)：1：沒有鏡像抑制要求;2：LNA 不需要驅(qū)動(dòng) 50R 負(fù)載;3：采用相同 ADC 情況下，帶寬是超外差架構(gòu)的兩倍;4：聲表濾波器和復(fù)雜的 LC 濾波器可以采用簡(jiǎn)單的低通濾波器替換，從而利于集成芯片設(shè)計(jì)，如圖四，TRF3711 就是采用零中頻架構(gòu)，集成了I/Q 解調(diào)器，低頻的可調(diào)增益放大器以及可調(diào)信道選擇濾波器，實(shí)現(xiàn)了高集成方案。

既然零中頻接收架構(gòu)如此簡(jiǎn)單，為什么到目前為止，還沒有廣泛應(yīng)用呢?那是因?yàn)榱阒蓄l接收機(jī)極易被各種噪聲污染，從而影響系統(tǒng)性能，下面將討論零中頻接收架構(gòu)的挑戰(zhàn)。

2.2 零中頻接收機(jī)的挑戰(zhàn)及解決方案

零中頻接收機(jī)到目前為止，還只用于手持設(shè)備上，在基站上還沒有應(yīng)用，原因是在零中頻架構(gòu)上，有很多無可避免的噪聲源沒有辦法得到抑制，本文將重點(diǎn)討論閃爍噪聲(1/f),直流偏置(DCoffset);I/Q 不平衡;偶次諧波。

1. 閃爍噪聲(1/f)

閃爍噪聲是有源器件固有的噪聲，其大小隨頻率降低而增加，主要集中在低頻段,閃爍噪聲對(duì)搬移到零中頻的基帶信號(hào)產(chǎn)生干擾，降低信噪比，在通常的零中頻接收機(jī)中，增益都放在基帶，射頻部分(LNA 和解調(diào)器)的增益大概在 30dB 左右，所以下變頻信號(hào)大概會(huì)在幾十微伏，所以射頻輸入級(jí)(LNA，濾波器等等)的噪聲就變得非常重要。

為了更好理解閃爍噪聲，我們可以來分析一個(gè)獨(dú)立的 MOS 管，在輸入閃爍噪聲和純熱噪聲情況下的噪聲惡化情況，對(duì)一個(gè)典型的亞微粒 MOS 管，計(jì)算帶寬為 1MHz 情況下的閃爍噪聲：(3)

計(jì)算從 10Hz 到 200KHz 的帶寬內(nèi)的閃爍噪聲如下

如果只考慮熱噪聲

如果考慮閃爍噪聲的情況下，噪聲增加了 Pn1/Pn2=16.9dB, 而在超外差結(jié)構(gòu)中，閃爍噪聲將無關(guān)緊要，因?yàn)樾盘?hào)主要在中頻進(jìn)行放大。

減少閃爍噪聲的方法(3)：下變頻器后的鏈路工作在低頻，這樣可以選擇雙極性晶體管，從而能夠降低閃爍噪聲;另外采用高通濾波器和類直流校準(zhǔn)也能夠抑制低頻的噪聲。

2. 直流偏置(DC-offset)

由于零中頻接收機(jī)轉(zhuǎn)換帶寬信號(hào)到零中頻，大量的偏置電壓會(huì)惡化信號(hào)，更嚴(yán)重的是，直流偏置信號(hào)會(huì)使混頻后級(jí)飽和，如飽和中頻放大器，ADC 等。

為了理解直流偏置的起源和影響，我們可以參照?qǐng)D四的接收通道進(jìn)行說明。

如圖四(a)所示, 本振口，混頻器口，LNA 之間的隔離度不好，Lo(本振信號(hào))可以直接通過 LNA和混頻器，我們叫做”本振泄露”, 這種現(xiàn)象是由于芯片內(nèi)部的電容及基底耦合的，耦合的 Lo 信號(hào)經(jīng)過 LNA 到達(dá)混頻器，和輸入的 Lo 信號(hào)混頻，叫做”自混頻”，這樣會(huì)在 C 點(diǎn)產(chǎn)生直流成分;近似的情況如(b),從 LNA 出來的信號(hào)耦合到混頻器的本振輸入口，從而產(chǎn)生了直流分量;

為了保證 ADC 能夠采樣出射頻端口微伏級(jí)的電壓，通常需要整個(gè)鏈路增益在 100dB 以上，其中25-30dB 的增益來自 LNA 和混頻器的貢獻(xiàn)。

基于如上分析，對(duì)于自混頻產(chǎn)生的直流偏置，我們可以做一個(gè)大概的估算，假設(shè)混頻器的 Lo 輸入信號(hào)為 0.63Vpp(等同于在 50ohm 系統(tǒng)中的 0dBm)，通常情況下是-6dBm--+6dBm，假設(shè)隔離度為60dB，所以圖五(a)，考慮到 30dB 的射頻增益，混頻器的輸出直流信號(hào)大概為 10mVpp，在現(xiàn)代通信系統(tǒng)中，在 LNA 輸入的有用信號(hào)可以低至 30uVrms, 為了能夠采樣有用信號(hào)，需要中頻放大70dB 左右，10mV 的直流電壓也會(huì)放大 70dB，會(huì)導(dǎo)致混頻器后的基帶放大器器件飽和，產(chǎn)生失真，即使基帶放大器是理想的放大器，也需要一個(gè)超高動(dòng)態(tài)范圍的 ADC 才能解決直流偏置問題，而這種動(dòng)態(tài)范圍的 ADC 在實(shí)際上是不可實(shí)現(xiàn)的。

怎樣解決零中頻接收機(jī)的直流偏置問題呢?最簡(jiǎn)單的方案是采用交流耦合的方式，比如加一個(gè)高通濾波器，然而隨機(jī)二進(jìn)制數(shù)據(jù)的頻譜在 DC 會(huì)呈現(xiàn)出一個(gè)峰值，很多仿真證明，為了不惡化信號(hào)，高通濾波器的頻率截止點(diǎn)必須低于數(shù)據(jù)速率的 0.1%, 如果是 GSM信號(hào)，其數(shù)據(jù)速率為 200K，這要要求濾波器的截止頻率為 200Hz 左右，這樣小的值會(huì)導(dǎo)致，1：如果直流偏置變化，其響應(yīng)會(huì)非常慢，2:需要非常大的電容和電阻， 解決的辦法是采用在直流附近最小化信號(hào)能量的調(diào)制方式，比如 UMTS 制式的 BPSK 調(diào)制方式。

另外一種常用的方法是通過算法校準(zhǔn)的方式消除直流偏置，如圖五所示的架構(gòu)是 TI(德州儀器)的盲校算法,通過計(jì)算 122.88MHz 時(shí)鐘周期的直流偏置量，每 1.067ms 輸入信號(hào)實(shí)時(shí)抵消直流偏置，

直流累加

更新直流偏置

直流偏置更新統(tǒng)計(jì)

直流偏置補(bǔ)償

TI 的盲校算法可以在全溫范圍內(nèi)把直流偏置校準(zhǔn)到低于+/-5mV 以內(nèi)，圖六是基于 TRF3711 的實(shí)測(cè)試結(jié)果。

3. I/Q 不平衡(I/Q imbalance)

對(duì)于大多數(shù)相頻調(diào)制信號(hào)，采用零中頻架構(gòu)要求 I/Q 兩路信號(hào)必須是正交，可以采用射頻偏移 90圖七(a)度或者 Lo 偏移 90 度度的方式圖七(b)，偏移 RF 信號(hào)需要承擔(dān)嚴(yán)重的噪聲—功率—增益間的平衡，通常采用偏移 Lo 的方式實(shí)現(xiàn)正交解調(diào)，對(duì)于 I/Q 兩路信號(hào)的相位，幅度不平衡都會(huì)導(dǎo)致解調(diào)信號(hào)的星座圖惡化。

圖七 正交生成在 RF(a),Lo(b)

為了更好理解 I/Q 不平衡對(duì)信號(hào)的影響，設(shè)定輸入信號(hào)為 Xin(t)=acosῳct+bsinῳct, a 和 b 可以任意為+1 或者-1，假設(shè) I/Q 兩路相位是相等的，即：

和 Ɵ 代表指增益和相位差，輸入信號(hào)分別乘以 Lo 的兩個(gè)相位，加上低通濾波器，可以得到如下結(jié)果。

圖 8(a),(b)分別在星座圖中標(biāo)示了增益不平衡和相位不平衡的情況，為了更直觀的說明 I/Q 不平衡的影響，在時(shí)域圖進(jìn)行分析，圖(c)是增益不平衡造成幅度的比例因子不同，而圖(d)是相位不平衡造成了一個(gè)通道的部分脈沖數(shù)據(jù)惡化另一通道的數(shù)據(jù)，但是相對(duì)鏡像信號(hào)(實(shí)中頻)而言，邊帶信號(hào)(復(fù)中頻)的影響非常小。

雖然相較鏡像信號(hào)的影響，I/Q 不平衡的影響沒有非常顯著; 同樣需要對(duì) I/Q 不平衡信號(hào)做處理，除了在硬件上盡量保證 I/Q 兩路信號(hào)的幅度一直和相位平衡外，通常會(huì)采用算法進(jìn)行校準(zhǔn)，TI(德州儀器)的盲校算法可以校準(zhǔn)到近 20dB 的改善 (此處不詳細(xì)描述具體的算法過程)。

圖九 I/Q 盲校結(jié)果

4. 偶次諧波(even harmonic)

傳統(tǒng)的超外差架構(gòu)對(duì)只是對(duì)奇次諧波敏感，而零中頻接收機(jī)則對(duì)偶次諧波非常敏感，簡(jiǎn)單舉例，傳統(tǒng)的高中頻方案，設(shè)主信號(hào)中頻為 100MHz，兩個(gè)干擾信號(hào) f1=110MHz,f2=120MH 在，三次諧波2f1-f2=100MHz, 2f2-f1=130MHz,他們離主信號(hào)都很近，而偶次諧波 f1-f2,f1+f2 等都離主信號(hào)很遠(yuǎn)，從而能夠非常容易濾除，所以對(duì)零中頻架構(gòu)而言，偶次諧波影響就非常嚴(yán)重，通常以 IIP2 來定義偶此諧波，相比奇次諧波，偶次諧波的功率更大，而且不像奇次諧波，，可以通過頻率規(guī)劃來規(guī)避它，而偶次諧波可以產(chǎn)生于任何高功率的調(diào)制干擾信號(hào)，沒有辦法通過頻率規(guī)劃來避免。如圖十示。

怎樣抑制偶次諧波呢?簡(jiǎn)單的方法就是采用差分 LNA 和混頻器，但有兩個(gè)問題需要注意，首先，天線和雙工器都是單端的，所以需要單端到差分的轉(zhuǎn)換，比如加變壓器，由于通常其會(huì)有幾個(gè) dB損耗，會(huì)引入幾個(gè) dB 的系統(tǒng)噪聲，其次，差分的 LNA 需要更高的功耗。

2.3 TI 零中頻方案實(shí)現(xiàn)

TI 發(fā)布的零中頻接收機(jī) TRF3711，集成了寬帶的解調(diào)器，中頻 PGA，可調(diào)帶寬濾波器，自適應(yīng)的直流校準(zhǔn)模塊，以及 ADC 驅(qū)動(dòng)放大器，配合 TI 的盲校算法，外接 LNA 模塊，就可以實(shí)現(xiàn)在基站上的應(yīng)用 (除了 MC-GSM外的應(yīng)用)。

圖十二,十三，是基于 20MHz OFDM 信號(hào)的實(shí)測(cè)結(jié)果，顯示 TRF3711 完全能夠滿足寬帶信號(hào)的基站應(yīng)用。

3、總結(jié)

零中頻接收機(jī)天然具有易集成，低功耗，低成本等特點(diǎn)，但是由于其自身的技術(shù)特點(diǎn)，零中頻接收機(jī)還沒有在基站系統(tǒng)中廣泛的應(yīng)用，本文詳細(xì)分析了零中頻接收機(jī)的技術(shù)難點(diǎn)，以及相應(yīng)的解決辦法，結(jié)合 TI 零中頻接收機(jī)方案 TRF3711 的測(cè)試結(jié)果，證明了零中頻接收機(jī)在寬帶系統(tǒng)中依然是可是實(shí)現(xiàn)的

4、參考資料

1：R. Hartley, “Single-sideband modulator,” U.S. Patent 1 666 206, Apr.1928.

2：D. K. Weaver, “A third method of generation and detection of single sideband signals,” Proc. IRE, vol. 44, pp. 1703–1705, 1956.

3：Won Namgoong,“Direct-Conversion RF Receiver Design”，IEEE TRANSACTIONS ON COMMUNICATIONS, VOL. 49, NO. 3, MARCH 2001

4：TRF3711 datasheet

5：Kyung-wan Nam, TSW6011: A Direct Down conversion System with IQ Correction and Impact on EVM

6：B. Razavi, RF Microelectronics. Englewood Cliffs, NJ: Prentice-Hall, 1997.

7：M. D. McDonald, “A 2.5 GHz BiCMOS image-reject front end,” ISSCC:Dig. Tech. Papers, pp. 144–145, Feb. 1993.