假設(shè) DAC 由真實(shí)的寬帶低阻抗信號源（參考電壓和接地引腳）驅(qū)動(dòng)，那么它會(huì)迅速建立。因此，乘法 DAC 的壓擺率和建立時(shí)間主要由運(yùn)算放大器決定。決定運(yùn)算放大器交流性能的規(guī)格包括其輸入電容（必須保持最?。┖?3 dB 小信號帶寬。注意，運(yùn)算放大器的帶寬之所以受限，是因?yàn)樗仨汄?qū)動(dòng) DAC 反饋電阻這一較大負(fù)載。例如，10 kΩ 的反饋電阻就是一個(gè)相當(dāng)大的負(fù)載，它是決定電路配置帶寬的主要極點(diǎn)。

圖 1. 100 ns 建立時(shí)間

對于 R-2R 結(jié)構(gòu)，代碼變化引起的主要毛刺出現(xiàn)在圍繞中間電平發(fā)生 1 LSB 變化時(shí)。在一個(gè) 12 位系統(tǒng)中（如 DAC AD5444）， 中間電平變化是從 7FFH 至 800_H 或從 800_H 至 7FFH 的代碼 變化。如果毛刺很嚴(yán)重，可能會(huì)給電機(jī) / 閥門 / 執(zhí)行器控制應(yīng)用帶來不利影響。當(dāng)乘法 DAC 試圖從 7FFH 變?yōu)?800_H時(shí)，DAC 的 MSB 切換速度低于其它位的切換速度。因此， 在 MSB 切換至 1 前的幾納秒內(nèi)，DAC 看到的是 000_H。圖2 中的黃色曲線顯示的就是這種情況 ；在 MSB 切換并將 DAC 輸出拉回 800_H 之前，輸出朝 0 V 變化。

圖 2. 中間電平毛刺

無雜散動(dòng)態(tài)范圍 (SFDR) 指 DAC 的可用動(dòng)態(tài)范圍，超出此范圍，雜散噪聲就會(huì)干擾基波信號或使其失真。SFDR 衡量基波與 DC 至全奈奎斯特帶寬（DAC 采樣速率的一半） 范圍內(nèi)的最大諧波或非諧波相關(guān)雜散的幅值之差。窄帶 SFDR 衡量任意窗口范圍內(nèi)的 SFDR。理想正弦波的每個(gè)周期有無數(shù)個(gè)點(diǎn)。然而，用數(shù)字方式產(chǎn)生的正弦波受固定更新速率和 DAC 分辨率的限制。每個(gè)周期的點(diǎn)數(shù)由下式給出 ：

其中 ：

N = 采樣點(diǎn)數(shù)

Clock = DAC 的更新速率

f_OUT = 所產(chǎn)生波形的輸出頻率

圖3 所示為使用 12 位 AD5444 產(chǎn)生的更新速率為 1 MHz 的 20 kHz 正弦波，每個(gè)周期有 50 個(gè)采樣點(diǎn)。AD5444 的最大更新速率為 2.7 MSPS。若要產(chǎn)生采樣點(diǎn)更多的波形，必須使用更快的更新速率。并行接口的 AD5445 提供 20 MSPS 的最大更新速率。

圖3. 寬帶 SFDR，fOUT = 20 kHz，時(shí)鐘 = 1 MHz