一、引言

在通信用開關(guān)電源系統(tǒng)中，為了減少輸入電流諧波，降低其對(duì)電網(wǎng)的污染，同時(shí)有利于后級(jí)DC-DC變換電路的穩(wěn)定工作，交流輸入側(cè)多采用有源功率因數(shù)校正技術(shù)。

提高功率因數(shù)最簡(jiǎn)單的方法是無(wú)源補(bǔ)償法，但由于無(wú)源法中應(yīng)用的器件體積大而笨重且性能指標(biāo)不理想，目前最先進(jìn)的方法是采用有源功率因數(shù)校正技術(shù)（APFC）。與無(wú)源校正相比，有源功率因數(shù)校正電路抑制諧波效果更明顯，總諧波含量可抑制在5%以內(nèi)，功率因數(shù)可達(dá)到0.9以上，接近單位功率因數(shù)。

二、APFC電路的基本原理

單相有源功率因數(shù)校正電路的控制主要包括應(yīng)用乘法器的電流連續(xù)工作方式（CCM）和射隨器的電流非連續(xù)工作方式（DCM）。輸出功率在700W以上電源目前主要以CCM方式為主，主電路拓?fù)涠嗖捎蒙龎海╞oost）變換器,這主要是由于boost變換器具有輸入電流小、效率高、輸入電壓范圍寬的優(yōu)點(diǎn)；同時(shí)儲(chǔ)能電感也可作為濾波器抑制RFI和EMI噪聲。基本工作原理見(jiàn)圖1，其中的boost變換器工作于CCM方式，可以看出，控制電路采用了電壓、電流雙閉環(huán)控制，電流反饋網(wǎng)絡(luò)的取樣信號(hào)是升壓變換器的電感電流，電壓反饋網(wǎng)絡(luò)的取樣信號(hào)是變換器的輸出電壓。正比于輸入電流的取樣信號(hào)與乘法器的輸出進(jìn)行比較，經(jīng)處理轉(zhuǎn)換成PWM脈沖，控制功率管S導(dǎo)通或關(guān)斷。功率管導(dǎo)通后，電感電流線性上升。當(dāng)取樣電流與參考電流相等時(shí)，控制器使功率管關(guān)斷，此時(shí)電感的自感電勢(shì)使二極管D導(dǎo)通，儲(chǔ)能電感L通過(guò)二極管D對(duì)電容C放電，電感電流線性下降。隨后第二個(gè)開關(guān)周期開始，重復(fù)上述過(guò)程。通過(guò)對(duì)電感電流進(jìn)行采樣并實(shí)施控制，使電感電流的幅值與輸入電壓同相位的正弦參考信號(hào)成正比，從而達(dá)到功率因數(shù)校正的目的。同時(shí)根據(jù)輸出電壓反饋，利用乘法器電路來(lái)控制正弦電流，以獲得穩(wěn)定的電壓輸出。



圖1

三、關(guān)鍵電路設(shè)計(jì)與實(shí)例

實(shí)例中涉及到的有關(guān)設(shè)計(jì)數(shù)據(jù)有：



3.1功率級(jí)電路分析

由于穩(wěn)態(tài)時(shí)一個(gè)周期內(nèi)電感的平均電壓為零，即維持伏秒平衡，于是有

式中：
TON--功率管S導(dǎo)通時(shí)間

TOFF --功率管S關(guān)斷時(shí)間
輸出電壓

式中：D—功率管S的導(dǎo)通占空比，

因D總是小于1，所以

占空比

因輸入電壓

故

說(shuō)明在半個(gè)電網(wǎng)周期內(nèi)占空比是時(shí)變的。且在電網(wǎng)電壓過(guò)零時(shí)達(dá)到最大，在電網(wǎng)電壓的峰值處降到最小。
其中電感電流為：

3.2輸出電壓的選擇

通常，輸出電壓要高于最大輸入電壓的峰值的10%左右。設(shè)D8D9 考慮器件耐壓等因素，可選擇380V。

3.3升壓儲(chǔ)能電感的設(shè)計(jì)

升壓儲(chǔ)能電感所需電感量是由開關(guān)紋波電流設(shè)計(jì)值決定，若允許較大的紋波，則可減少電感量。最壞情況出現(xiàn)在低電網(wǎng)電壓同時(shí)輸出最大負(fù)載時(shí)的峰值電流。PFC電感中的最大紋波電流，通常選擇為最大峰值線路電流的20%左右，即

由式（3）可得

設(shè)最小

若

則由上述（7）、（8）式得到

電感的設(shè)計(jì)還包括磁芯材料與規(guī)格的選用，以及銅損、鐵損估算等，因篇幅限制，本文不再詳述。[!--empirenews.page--]

3.4輸出電容設(shè)計(jì)

決定輸出電容的選擇因素有:電容耐壓、輸出電壓紋波、以及維持時(shí)間。通常

為15～50ms左右，典型值為30ms。因

式中維持負(fù)載工作的最小電壓=300V(由后級(jí)DC-DC變換器設(shè)計(jì)輸入決定)，
于是輸出電容

因輸入功率是瞬時(shí)電壓與電流的乘積，故進(jìn)入輸出電容的功率是正弦變化的，當(dāng)輸入電壓高時(shí)儲(chǔ)存能量，輸入電壓低時(shí)則釋放能量以保持輸出功率不變。這一變化的能量流在輸出電容上引起二次諧波電壓紋波，故此，輸出電容必須承受與控制二次諧波電流，即紋波電流。

紋波電流

代入本例數(shù)據(jù)I=（0.707 870）/（380 0.95）=1.7A

根據(jù)輸出紋波電壓設(shè)計(jì)要求，結(jié)合紋波電流大小，計(jì)算輸出電容等效串聯(lián)電阻（ESR）值。

依據(jù)上述計(jì)算參數(shù)及耐壓要求，查手冊(cè)實(shí)際選用3支的電容并聯(lián)。

3.5功率器件選擇

開關(guān)管與二極管必須有足夠的電流、電壓裕量，以及足夠的開關(guān)速度，同時(shí)還應(yīng)設(shè)法降低功耗與熱阻以保證電源可靠工作。

1) 功率MOSFET選擇依據(jù)

峰值電流

工程上常取

所選MOSFET的電流定額為

所選MOSFET的電壓定額為

對(duì)于輸出電壓小于400V的PFC電路,通常選用耐壓500V的MOSFET，本文實(shí)選器件為IRFP460（20A/500V）。

2) 功率二極管選擇依據(jù)

功率二極管電流定額為

代入實(shí)例相關(guān)參數(shù)

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功率二極管電壓定額為



本例中實(shí)選器件為BYV29（9A/500V）

3.6電流取樣電阻R 的設(shè)計(jì)

APFC電路的輸出功率是由流過(guò)電流取樣電阻上的峰值電流決定的。




電流取樣電阻選擇應(yīng)保證在低電網(wǎng)電壓輸入且最大負(fù)載條件下，其壓降小（通常小于1V）、耗散功率小的要求，從而減少電網(wǎng)電壓損失且提高電源效率。

電流取樣電阻的取值由下式?jīng)Q定

在本例控制電路中

于是得到

3.7 雙閉環(huán)控制電路頻率補(bǔ)償

雙閉環(huán)控制目的是使輸入電流跟隨輸入電壓的變化，并使輸出紋波小、輸出電壓穩(wěn)定。

1）電流環(huán)的補(bǔ)償

電流環(huán)設(shè)計(jì)的目標(biāo)是保證輸入電流以最小的相位與波形失真跟蹤輸入電壓，為此帶寬必須足夠大，同時(shí)為了電路穩(wěn)定，必須對(duì)電流環(huán)路進(jìn)行補(bǔ)償。極點(diǎn)通常加到放大器接近開關(guān)頻率的響應(yīng)點(diǎn)，以減少噪聲敏感度。本電路交越頻率選在10kHz。

2）電壓環(huán)的補(bǔ)償

電壓環(huán)的帶寬由輸入失真的總量決定，輸入失真由輸出紋波電壓造成。對(duì)電壓環(huán)的要求，實(shí)際上是為了保持輸入電流失真最小，同時(shí)電壓環(huán)必須適應(yīng)輸入電壓以及負(fù)載電流的變化。通常該級(jí)帶寬大約為10Hz左右。環(huán)路響應(yīng)太快，將干擾電流環(huán)的調(diào)整，引起輸入電流的畸變；響應(yīng)過(guò)慢，在輸入電網(wǎng)以及負(fù)載變化時(shí)將會(huì)導(dǎo)致過(guò)高的瞬態(tài)輸出電壓。

3.8 實(shí)驗(yàn)結(jié)果

根據(jù)上述理論，成功設(shè)計(jì)了一種通信用高頻開關(guān)整流模塊，功率因數(shù)校正的實(shí)驗(yàn)結(jié)果如圖2、3所示。圖2中波形2表明輸入電流已校正為正弦波，輸入功率波形A為100Hz正弦波，驗(yàn)證了上述的理論分析；圖3中“Limit[mA]”為標(biāo)準(zhǔn)限定值， “Measurement[mA]”為樣機(jī)實(shí)測(cè)值，測(cè)試數(shù)據(jù)表明輸入電流諧波得到了有效抑制。


圖2
 

圖3

四、結(jié)語(yǔ)

本文討論了APFC電路在通信用電源系統(tǒng)中的應(yīng)用，著重分析了工作原理及設(shè)計(jì)過(guò)程。實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明實(shí)現(xiàn)了高功率因數(shù)的校正，測(cè)試指標(biāo)達(dá)到了設(shè)計(jì)要求。