開關電源是利用現(xiàn)代電力電子技術，控制開關管開通和關斷的時間比率，維持穩(wěn)定輸出電壓的一種電源，開關電源一般由脈沖寬度調制（PWM）控制IC和MOSFET構成。隨著電力電子技術的發(fā)展和創(chuàng)新，使得開關電源技術也在不斷地創(chuàng)新。目前，開關電源以小型、輕量和高效率的特點被廣泛應用幾乎所有的電子設備，是當今電子信息產業(yè)飛速發(fā)展不可缺少的一種電源方式。

開關電源大致由主電路、開關電源控制電路、檢測電路、輔助電源四大部份組成。

1、主電路

沖擊電流限幅：限制接通電源瞬間輸入側的沖擊電流。

輸入濾波器：其作用是過濾電網存在的雜波及阻礙本機產生的雜波反饋回電網。

整流與濾波：將電網交流電源直接整流為較平滑的直流電。

逆變：將整流后的直流電變?yōu)楦哳l交流電，這是高頻開關電源的核心部分。

輸出整流與濾波：根據負載需要，提供穩(wěn)定可靠的直流電源。

2、控制電路一方面從輸出端取樣，與設定值進行比較，然后去控制逆變器，改變其脈寬或脈頻，使輸出穩(wěn)定，另一方面，根據測試電路提供的數據，經保護電路鑒別，提供控制電路對電源進行各種保護措施。

3、檢測電路提供保護電路中正在運行中各種參數和各種儀表數據。

4、輔助電源實現(xiàn)電源的軟件（遠程）啟動，為保護電路和控制電路（PWM等芯片）工作供電。

1．單管反激電路基本結構

2. 兩種模式DCM 和CCM

（1） CCM 和DCM 模式判斷依據

CCM 和DCM 的判斷，不是按照初級電流是否連續(xù)來判斷的。而是根據初、次級的電流合成來判斷的。只要初、次級電流不同是為零，就是CCM 模式。而如果存在初、次級電流同時為零的狀態(tài)，就是DCM模式。介于二者之間的就是BCM 模式。

（2） 兩種模式在波形上的區(qū)別

●變壓器初級電流，CCM 模式是梯形波，而DCM 模式是三角波。

●次級整流管電流波形，CCM 模式是梯形波，DCM 模式是三角波。

●MOS 的Vds 波形，CCM 模式，在下一個周期開通前，Vds 一直維持在Vin Vf 的平臺上。而DCM 模式，在下一個周期開通前，Vds會從Vin Vf 這個平臺降下來發(fā)生阻尼振蕩。（Vf 次級反射到原邊電壓） 。因此我們就可以很容易從波形上看出來反激電源是工作在CCM還是DCM狀態(tài)

DCM

CCM

3. MOSFET在開通和關斷瞬間寄生參數對波形的影響

在MOS關斷的時候，Vds的波形顯示，MOS上的電壓遠超過Vin Vf！這是因為，變壓器的初級有漏感。漏感的能量是不會通過磁芯耦合到次級的。那么MOS關斷過程中，漏感電流也是不能突變的。漏感的電流變化也會產生感應電動勢，這個感應電動勢因為無法被次級耦合而箝位，電壓會沖的很高。那么為了避免MOS被電壓擊穿而損壞，所以我們在初級側加了一個RCD吸收緩沖電路，把漏感能量先儲存在電容里，然后通過R消耗掉。

當次級電感電流降到了零。這意味著磁芯中的能量已經完全釋放了。那么因為二管電流降到了零，二極管也就自動截止了，次級相當于開路狀態(tài)，輸出電壓不再反射回初級了。由于此時MOS的Vds電壓高于輸入電壓，所以在電壓差的作用下，MOS的結電容和初級電感發(fā)生諧振。諧振電流給MOS的結電容放電。Vds電壓開始下降，經過1/4之一個諧振周期后又開始上升。由于RCD箝位電路以及其它寄生電阻的存在，這個振蕩是個阻尼振蕩，幅度越來越小。

f1比f2大很多（從波形上可以看出），這是由于漏感一般相對較小；同時由于f1所在回路阻抗比較小，諧振電流較大，所以能夠很快消耗在等效電阻上，這也就是為什么f1所在回路很快就諧振結束的原因?。ň唧w諧振時間可以通過等效模型求解二次微分方程估算）

（2） CCM（Vds，Ip）

（3）其他一些波形分析（次級輸出電壓Vs，Is， Vds）

CCM （ch3為變壓器副邊Vs波形）

DCM （ch3為變壓器副邊Vs波形）

不管是在CCM模式還是DCM模式，在mosfet開通on時刻，變壓器副邊都有震蕩。主要原因是初次級之間的漏感 輸出肖特基（或快恢復）結電容 輸出電容諧振引起，在CCM模式下與肖特基的反向恢復電流也一些關系。故一般在輸出肖特基上并聯(lián)一個RC來吸收，使肖特基應力減小。

CCM （ch3為變壓器副邊Is波形）

DCM （ch3為變壓器副邊Is波形）

不管是在CCM模式還是DCM模式，在mosfet關斷off時刻，變壓器副邊電流Is波形都有一些震蕩。主要原因是次級電感 肖特基接電容 輸出電容之間的諧振造成的

（4）RCD吸收電路對Vds的影響

Ch3=Vds（加吸收前）

Ch3=Vds（加吸收后）

在MOS關斷的時候，Vds的波形顯示，MOS上的電壓遠超過Vin Vf！這是因為，變壓器的初級有漏感。漏感的能量是不會通過磁芯耦合到次級的。那么MOS關斷過程中，漏感電流也是不能突變的。漏感的電流變化也會產生感應電動勢，這個感應電動勢因為無法被次級耦合而箝位，電壓會沖的很高。那么為了避免MOS被電壓擊穿而損壞，所以我們在初級側加了一個RCD吸收緩沖電路，把漏感能量先儲存在電容里，然后通過R消耗掉

（5）Vgs波形

為使mosfet在開通時間的上升沿比較陡，進而提高效率。在布線時驅動信號盡量通過雙線接到mosfet的G、S端，同時連接盡量短些。

4．設計時需注意點

（1）盡量使反激電路最大工作占空比小于50%，若要使占空比工作在大于50%，為避免次諧波震蕩，需加上斜率補償，此外還需注意變壓器能否磁復位。由于mosfet導通和關斷需要一定的時間，同一批次的變壓器單體之間也有差異，建議反激最大工作占空比小于45%。

（2）反激的功率地和控制地的連接須注意單點接地，特別是在哪個地方進行單點接地需慎重。為有效地吸收地噪聲（mosfet的開通和關斷），輸入電容的一個腳盡量靠近共地點。

（3）由于電壓外環(huán)的PID輸出與電流內環(huán)進行比較來決定占空比，事實上 PID的輸出不是一條絕對直線，它是在直流的基礎上疊加了一個低頻分量，為保證輸出穩(wěn)定，在設計時需使內環(huán)帶寬比外環(huán)帶寬大于10倍以上。

Ch2=電壓外環(huán)PID輸出

上述波形一般在開始調環(huán)路或者在輸入VIN比較高時經常會出現(xiàn)，主要原因是外環(huán)的帶寬太快了，為使系統(tǒng)穩(wěn)定，需減小帶寬，一般可通過減小比例P或者增大積分C來解決。