在傳統(tǒng)的交流供電電器產品中，需要采用光電對管對工件或者零部件的位置進行檢測時，為了濾除環(huán)境光的干擾，通常會采用同其它直流供電電路一樣的方式，首先分別采用降壓整流電路給發(fā)射部分和接收部分供電，發(fā)射部分采用訊號發(fā)生電路和載波發(fā)生電路將訊號波形調制在一個載波（例如38KHz）上然后以之驅動發(fā)光管，而接收部分采用紅外接收二極管或者專用接收頭（例如內含38KHz解碼電路）解調出訊號波形，然后送給相關電路或者交主機處理。光電對管通常按照安裝位置的不同可分為對射式和反射式，對射式指發(fā)光管的發(fā)光面與接收管的受光面兩兩相對，如果光路暢通，則接收管直接接收發(fā)光管的射出光，或者因為被檢測工件阻擋光路而無法接收；反射式指接收管不直接接收發(fā)光管的射出光，而是接收被被檢測工件反射的射出光。其大致電路框圖如圖1：

圖1

由于發(fā)射管由發(fā)射電路提供的特定編碼訊號驅動。因此驅動電路復雜而成本較高，特別在交流供電設備中使用時沒有利用交流電固有的編碼特性。而且接收部分的電路同樣比較復雜，導致整體成本無法下降，另外因為發(fā)射管需要數(shù)毫安甚至數(shù)十毫安的驅動電流，加上兩個電源部分的消耗，這對整個電路耗電只有數(shù)毫安甚至更小的主控板而言無疑是一個極大的負擔，特別是對于以單個二極管半波整流，電容降壓或者電阻降壓方式供電的絕大部分小家電、美容電器、廚房家電、便攜式設備等產品，更是完全無法接受。另外一種方法是由主控單元（CPU）給出一個特定的編碼訊號通過驅動單元（例如驅動用MOS管或者雙極型晶體管）驅動發(fā)光管，接收部分相應解碼，由于僅僅相當于將訊號和載波產生電路由主控CPU軟件完成，因此造成CPU主控程序大大復雜化，同樣影響成本，而且驅動電流的問題和驅動部分的成本問題依然存在。

有鑒于此，我們經過反復權衡，最終制定了下述的編解碼方案。其特點是發(fā)光管直接由220V/110V交流電經整流降壓后驅動，利用交流供電電流直接驅動LED，而主機部分供電串接在同一回路中，公用同一驅動電流。并且在接收電路內部采用檢測3個以上交流電周期訊號的特征作為有效編碼來判斷工件工況。信號檢測部分整體電路如圖2。

圖2

相對于傳統(tǒng)的光電型位置檢測電路，圖2的光電對管Q1的驅動電路異常簡單。交流輸入電壓經D1整流，R1降壓，發(fā)光管串接在此回路上，發(fā)光管的驅動電流可以通過R1的阻值調節(jié)，而此回路同時可以串接其它功能電路，例如串接一個穩(wěn)壓管D2//C1用于給主機和其他電路供電等。R3/R4過零檢測電路用于檢測交流電壓的過零點并輸入主控單元作為檢測電路同步信號，用于控制主控電路使之正好在交流電壓的正負半周峰值時檢測光電接收管的輸入訊號。

首先我們計算一下發(fā)光管的驅動電流：在最惡劣的情況下，設主機模塊電路的總耗電電流低至1.5mA，加上穩(wěn)壓二極管上消耗的電流，主機控制板整體耗電假設低至2mA，這是極端小的情況了。由于采用的是半波整流，則每個正半周內供電回路需平均供應4.5mA電流，在交流電壓峰值時的電流(也就是流過發(fā)光二極管的峰值電流)則近似為6.3mA。這個電流足以推動發(fā)光管發(fā)光了。而如果主控板的整體耗電電流增加至超過15mA，此時繼續(xù)按照圖一的接法時可能令發(fā)光管回路上的峰值電流超過50mA，將超出發(fā)光管電流極限值而導致?lián)p毀，這種情況下可以簡單的在發(fā)光管兩端并聯(lián)一個分流電阻來解決。 [!--empirenews.page--]

Q1內部的發(fā)射管在交流負半周時因為D1的阻斷不發(fā)光，而正半周周期內瞬時電壓超過7V（Vcc++Vd1+Vr1+Vd2）時Q1的發(fā)射管開始發(fā)光，而且在正半周峰值時發(fā)光亮度達到最高。在反光效率不變的情況下此時接收管輸出訊號S0最低。此時如果反射效率足夠，則接收管充分飽和導通，輸出低于比較器低限的低電平，即此時U1A/U1B輸出S1=1, S2=1，U2A輸出為1，設此時狀態(tài)為“狀態(tài)1”；反之，在交流電負半周峰值（波谷）時光電接收管截止，光電接收管輸出高于窗口比較器高限的高電平，即此時U1A/U1B輸出S1= 0, S2=0，U2A輸出也為1。設此時狀態(tài)為“狀態(tài)2”。而如果反光效果不佳，在波峰時S0的輸出電平仍然高于V1，或者環(huán)境光較強導致在波谷時輸出電平S0仍然低于V0，這樣S1S2的輸出不是剛好為“00”或“11”，則U2A輸出為低，這樣采用上述電路實現(xiàn)了目標工件位置很近、反射很強時電路輸出為高；目標工件位置較遠、反射較弱時電路輸出也為高；只有目標工件位置變化，或者穿孔輪式光電開關輪子不斷轉動才會導致反射光強度變化不定，電路才會對應產生負向脈沖的目的。當然，如果要判斷工件是靠得很近還是較遠，只需讀取U1a/U1b兩個比較器的輸出就可以了。

上述電路拋開CLK訊號用的話就談不上特色了，其抗干擾性能也就一般水準，但是我們加入CLK訊號就有了決定性的改善了。我們可以通過選擇R3/R4使CLK訊號在快到交流峰值時達到主機檢測端口的閾值，這樣可以令主機在每次交流峰值前后對U2A輸出訊號S1進行判斷，連續(xù)讀取數(shù)個交流周期，這樣就基本上杜絕了外界光干擾導致S1訊號非正常翻轉引起的誤判。

另外，R5/R6/R7配合U1a/U1b組成窗口電壓檢測器使之能更有效的排除雜散光的干擾。例如對于圖一所示5V供電的系統(tǒng)，我們將窗口低限設置在1/5*Vcc，窗口高限設置在4/5*Vcc，這樣凡低于低限的訊號才確認為低，高于高限的訊號才確認為高，從而可以有效濾除大部分雜散干擾訊號。

為便于理解，下面詳細描述各種不同環(huán)境下的工作情況。

1．被測工件或設備零組件位置與光電對管足夠接近，這時反射光足夠強，而同時因為工件與受光面非常接近而有效阻止環(huán)境光對接收管受光面的干擾，因此不必考慮環(huán)境光干擾問題，此時接收管輸出連續(xù)的S0=0-1-0-1-0-1訊號，如圖3，配合CLK訊號，在每個交流峰值前后U2A的輸出都是1，由解碼電路判斷此狀態(tài)為狀態(tài)1。

圖3

2．被測工件或設備零組件位置與光電對管距離較遠，而環(huán)境干擾光也較弱，這時反射光太弱，環(huán)境光干擾也小，因此接收管輸出持續(xù)的高電平，S0輸出的是一組標準的“1-1-1-1-1-1”連續(xù)訊號，波形如圖6，當然一定疊加有微量反射光，但是在反射光最低瞬間仍然不足以使輸出電平為低，這可以很容易的通過調節(jié)反射效率來保證，這時S0高于V1和V0，在每個交流峰值前后U2的輸出都是1，配合CLK訊號，此時由解碼電路判斷此狀態(tài)為狀態(tài)1，如圖4。

圖4[!--empirenews.page--]

3．被測工件或設備零組件位置與光電對管距離較遠，但環(huán)境干擾光穩(wěn)定且較強，這時反射光太弱，環(huán)境光干擾太大導致接收管持續(xù)接近導通，因此接收管輸出持續(xù)的低電平，輸出的是一組標準的“0-0-0-0-0-0”連續(xù)訊號，波形如圖五，當然同樣一定疊加有微量反射光，但是在反射光最高瞬間仍然不足以使輸出電平為高，這同樣可以很容易的通過調節(jié)反射效率來保證，這時S0低于V0和V1，如圖5，配合CLK訊號，在每個交流峰值前后U2的輸出都是1，此時由解碼電路判斷此狀態(tài)仍然為狀態(tài)1。

圖5

4．被測工件或設備零組件位置與光電對管距離不停的變化，接收管輸出訊號S0變化范圍很大，且環(huán)境干擾光不斷無規(guī)則變化且較強，環(huán)境光干擾較大導致接收管輸出不斷依照環(huán)境光變化而變化，如圖6及圖7，圖六表示干擾光由強變弱瞬間的反應波形，圖七則相反，表示干擾光由弱變強瞬間的反應波形。導致S1S2輸出不停變化，S3狀態(tài)也不斷翻轉，此狀態(tài)可由解碼電路判斷為狀態(tài)0，如圖6及圖7。

圖6

圖7[!--empirenews.page--]

由上可見，在第一階段時，反射光線極強而環(huán)境光干擾極少，光電管輸出的是一個連續(xù)的標準的1-0-1-0-1-0-訊號，而距離較遠時無論有無環(huán)境光干擾，其輸出要么是“1-1-1-1-1-1”、要么是“0-0-0-0-0-0”，要么是無規(guī)律的其他連續(xù)訊號如“1-1-0-0-0-0-1-0”、“0-0-0-1-1-1-1-0”等，其變化速度取決于訊號翻轉的速度。因此，我們只要在后面使用一個極簡單的邏輯解碼電路，即U1/U2及其附屬電路，使之配合CLK同步訊號，每個周期檢測一次，檢測到連續(xù)三組以上規(guī)則的S0=0-1訊號（即“S0=0-1-0-1-0-1”或者“S0=0-1-0-1-0-1-0-1-0-1 -0-1”），即可認為是有效的狀態(tài)1(S3=1)，即表示“待測工件停在距離光電對管較近處”，或者“待測工件在距離光電對管較遠處停留未動”，而如果要區(qū)分遠近則只要判斷U1B的輸出是否為低就可以。也就是說有效區(qū)分開了工件的是否動作及距離遠近，實現(xiàn)工件位置檢測。

我們實現(xiàn)上述方案的設計是用于一款夾鉗狀美容產品，用于判斷產品是否正在使用（正在使用時會不停的合夾開夾，暫停使用時要么合夾不動，要么開夾不動）。如果產品長期處于暫停使用狀態(tài)（30分鐘或1小時），則需要進入待機模式或睡眠模式，以策安全及降低功耗。我們采用上述設計方案之后達到了非常滿意的結果。使用狀態(tài)下無論采用強光干擾、人為故意搖晃、在各個位置開夾合夾模式下施加不同的強光或強紅外干擾都可以正確判斷產品是正在使用還是擱置未用。

當然，圖2所述電路雖然省略了發(fā)射接收部分電源電路和編解碼電路，但是還是要使用兩個比較器和一個異或非門，如果用圖2電路配合一般MCU來使用則還有一定的簡化余地，但是如果我們在ASIC定制電路中來使用的話，則堪稱極致簡單了。如圖8，虛線框內的電路都可以直接設計在ASIC內部，當然電路也可以比圖2做得更加完美（例如增加鎖存和防抖電路單元等），這樣留在芯片外部的只剩下光電接收管和負載電阻了（該電阻可用于外部調節(jié)接收靈敏度，不可省略）。而接收部分只需要在供電回路串接一個光電發(fā)射管，無需任何其它編解碼電路和附屬電路。完整的產品設計電路如圖9。

圖8

圖9

該ASIC根據(jù)發(fā)熱頭H1和H2本身阻值與其溫度成比例對應的特性，采用測量發(fā)熱頭H1//H2的并聯(lián)電阻值的方法來判斷加熱溫度，從而達到控制產品發(fā)熱溫度的目的。電路中Ra/Rb/Rx/Ry和H1//H2組成惠斯通電橋，Rb和H1//H2串聯(lián)為橋路一臂，Ra/Rx/Ry三個電阻分別為另外三臂。位置檢測光電對管采用Vishay的CNY70，R6為接收管的集電極負載電阻。采用上述光電型位置檢測電路后，整個電路相對客戶原MCU方案大幅簡化，BOM成本降低一半左右，并且產品功耗大幅減低，穩(wěn)定程度大幅度提高，各種惡劣環(huán)境下都不會發(fā)生誤判現(xiàn)象，此外生產測試程序也大幅度簡化，顯著提高了產品的綜合性能。